作者：Art Pini

投稿人：DigiKey 北美編輯

高頻開關(guān)模式電路，如采用連續(xù)傳導模式 (CCM) 的功率因數(shù)校正 (PFC) 電路，需要開關(guān)損耗低的二極管。對采用 CCM 模式的傳統(tǒng)硅 (Si) 二極管而言，這些開關(guān)損耗來自二極管關(guān)斷時二極管結(jié)內(nèi)存儲的電荷產(chǎn)生的反向恢復電流。要將這些損耗降到最低，通常需要一個具有更高平均正向電流的 Si 二極管，但這會導致更大的尺寸和更高的成本。

在 CCM PFC 電路中，碳化硅 (SiC) 二極管是更好的選擇，因其反向恢復電流本質(zhì)上只是容性電流。減少 SiC 器件中的少數(shù)載流子注入意味著 SiC 二極管的開關(guān)損耗接近于零。此外，合并 PIN 肖特基 (MPS) SiC 二極管能降低器件的正向壓降，與傳統(tǒng) SiC 肖特基二極管類似。這會進一步將傳導損耗降至最低。

本文首先簡要討論 CCM PFC 電路中低損耗開關(guān)所面臨的挑戰(zhàn)。然后介紹 [Vishay General Semiconductor - Diodes Division] 的一個 MPS 器件示例，并說明如何應用該器件將損耗降至最低。

低損耗開關(guān)要求

額定功率超過 300 W 的 AC/DC 開關(guān)電源通常借助 PFC 來滿足 IEC61000-4-3 等國際標準，這些標準規(guī)定了無功功率和線路諧波水平。PFC 電源中采用的二極管，尤其是工作頻率較高的開關(guān)電源中采用的二極管，必須能夠承受電源的額定功率以及與電路的傳導和開關(guān)動作相關(guān)的損耗。Si 器件具有明顯的反向恢復損耗。當從導電狀態(tài)切換到非導電狀態(tài)時， Si 二極管會在帶電載流子從結(jié)移除的同時，仍保持導電狀態(tài)。這會導致在二極管反向恢復時間內(nèi)產(chǎn)生大量電流，造成 Si 二極管的關(guān)斷損耗。

SiC 肖特基二極管的反向恢復僅限于電容放電，而電容放電進展更快，從而有效地消除了關(guān)斷損耗。SIC 二極管的正向壓降較高，會造成傳導損耗，但壓降可控。此外，SiC 二極管的溫度范圍更大、開關(guān)速度更快。溫度范圍越大，功率密度就越高，從而使封裝越小。更快的開關(guān)速度得益于肖特基結(jié)構(gòu)和 SiCk 更短的反向恢復時間。開關(guān)頻率越高，電感器和電容器的值就越小，從而提高電源的容積效率。

SiC MPS 二極管

SiC MPS 二極管兼具肖特基二極管和 PIN 二極管的實用功能。這種結(jié)構(gòu)使二極管具有快速開關(guān)、低導通壓降、低關(guān)斷漏電和良好的高溫特性。

采用純肖特基結(jié)的二極管能夠?qū)崿F(xiàn)盡可能低的正向電壓，但在大電流情況下會出現(xiàn)問題，例如某些 PFC 應用中的浪涌電流。通過在肖特基結(jié)構(gòu)的金屬漂移區(qū)下方嵌入 P 摻雜區(qū)，MPS 二極管可改善浪涌電流性能（圖 1）。這樣，在肖特基二極管陽極與金屬形成 P 歐姆接觸，并與輕度摻雜的 SiC 漂移或外延層形成 P-N 結(jié)。

圖 1：所示為 SiC 肖特基二極管（左）和 MPS 二極管（右）的結(jié)構(gòu)對比。（圖片來源：Vishay Semiconductor）

正常情況下，MPS 二極管的肖特基結(jié)構(gòu)會傳導幾乎全部電流，二極管的特征與肖特基二極管相似，并具有相應的開關(guān)特性。

在高瞬態(tài)浪涌電流情況下，MPS 二極管兩端的電壓會升高并超過內(nèi)置 P-N 二極管的閾值電壓，從而開始導通，降低局部電阻。這會對通過 P-N 結(jié)區(qū)的電流進行分流，進而限制功率耗散并降低 MPS 二極管上的熱應力。在大電流下情況，漂移區(qū)的電導率會增大，使正向電壓保持較低的值。

SiC 器件的浪涌電流性能源于器件的單極性和相對較高的漂移層電阻。MPS 結(jié)構(gòu)也能改善這一性能參數(shù)，而摻雜 P 區(qū)的幾何位置、大小和摻雜濃度會影響最終特性。正向壓降是漏電流與浪涌電流額定值之間的折衷。

在反向偏壓作用下，摻雜 P 區(qū)會迫使整個最大場強區(qū)域向下移動，離開有缺陷的金屬隔離層，進入幾乎無缺陷的漂移層，從而降低總漏電流。這使得 MPS 器件能夠在相同漏電流和漂移層厚度的條件下，以更高的擊穿電壓工作。

Vishay 的 MPS 結(jié)構(gòu)采用薄膜技術(shù)，通過激光退火減小了二極管結(jié)構(gòu)的背面厚度，與早期解決方案相比，可將正向壓降降低 0.3 V。此外，二極管的正向壓降幾乎與溫度無關(guān)（圖 2）。

圖 2：純肖特基二極管（虛線）和 MPS 二極管結(jié)構(gòu)（實線）的正向壓降對比顯示，MPS 二極管在正向電流增大時保持了更一致的正向壓降。（圖片來源：Vishay Semiconductors）

該圖顯示了這兩類二極管以溫度作為參數(shù)時的正向電壓與正向電流的函數(shù)關(guān)系。純肖特基二極管的正向壓降在電流超過 45 A 時呈指數(shù)級增長。隨著正向電流的增大，MPS 二極管維持了更一致的正向壓降。請注意，當 MPS 二極管的正向電流較高時，正向電壓會隨著溫度的升高而降低。

MPS 二極管示例

Vishay 先進的 SiC MPS 二極管的額定反向峰值電壓為 1200 V，額定正向電流為 5 A 至 40 A。例如，[VS-3C05ET12T-M3]( （圖 3）是一款采用 TO-220-2 封裝的通孔安裝二極管，額定正向電流為 5 A，滿額定電流時的正向電壓為 1.5 V。二極管的反向漏電流為 30 mA，額定最高工作結(jié)溫為 +175°C。

圖 3：VS-3C05ET12T-M3 SiC MPS 二極管采用通孔封裝，額定正向電流為 5 A，滿額定電流時的正向電壓為 1.5 V。（圖片來源：Vishay Semiconductor）

該二極管系列是高速硬開關(guān)應用的最佳選擇，并且可在寬溫度范圍內(nèi)高效工作。

MPS SiC 二極管的應用

MPS 二極管通常應用于各種開關(guān)模式電源電路，如 DC/DC 轉(zhuǎn)換器，包括光伏應用中常見的采用全橋相移 (FBPS) 和“電感-電感-電容 (LLC)” 拓撲結(jié)構(gòu)的轉(zhuǎn)換器。另一種常見的應用是采用 PFC 電路的 AC/DC 電源。

功率因數(shù)是有功功率與視在功率之比，用來衡量電氣設(shè)備對輸入功率的利用效率。理想的功率因數(shù)為 1。功率因數(shù)降低意味著視在功率大于有功功率，從而導致驅(qū)動特定負載所需的電流增加。低功率因數(shù)負載的高峰值電流也會在電力線上產(chǎn)生諧波。電力供應商通常會規(guī)定允許的用戶功率因數(shù)范圍。AC/DC 電源設(shè)計可包含 PFC（圖 4）。

圖 4：所示為在帶有升壓轉(zhuǎn)換器的 AC/DC 電源中實現(xiàn)的典型有源 PFC 級。（圖片來源：Vishay Semiconductor）

在圖 4 中，橋式整流器 B1 將 AC 輸入轉(zhuǎn)換為 DC。MOSFET Q1 是一個電子開關(guān)，由 PFC IC（未顯示）控制其“導通”和“關(guān)斷”。當 MOSFET 處于“導通”狀態(tài)時，通過電感器的電流呈線性增長。此時，SiC 二極管被輸出電容器 (C OUT ) 上的電壓反向偏置，而 SiC 二極管的低反向漏電可將漏電損耗降至最低。當 MOSFET“關(guān)斷”時，電感器通過正向偏壓輸出整流二極管向 COUT 輸送線性遞減電流。

在 CCM PFC 電路中，電感器電流不會在整個開關(guān)周期內(nèi)降至零。CCM PFC 常見于幾百瓦或更大功率的電源中。PFC IC 對 MOSFET 開關(guān)進行脈寬調(diào)制 (PWM)，使電源電路的輸入阻抗呈現(xiàn)純電阻狀態(tài)（功率因數(shù)為 1），并保持較低水平的峰值電流與平均電流之比（即波峰因數(shù)）（圖 5）。

圖 5：所示為 CCM PFC 升壓電路中的瞬時電流和平均電流。（圖片來源：Vishay Semiconductor）

不連續(xù)和臨界電流工作模式下的電感器電流為零，二極管開關(guān)切換至無偏置狀態(tài)，而 CCM 電路中的電感器電流永遠不會降為零，因此當開關(guān)改變狀態(tài)時，電感器電流不會降為零。當二極管切換至反向狀態(tài)時，反向恢復會大大增加損耗。采用 MPS SiC 二極管可消除這些損耗。采用 MPS SiC 二極管可減少開關(guān)損耗，從而縮小芯片尺寸，降低二極管和有源開關(guān)的成本。

結(jié)束語

與 Si 器件相比，Vishay 的 MPS SiC 肖特基二極管具有更高的額定正向電流、更低的正向壓降和更小的反向恢復損耗，而且封裝更小，額定溫度更高。因此，這些器件非常適用于開關(guān)模式電源設(shè)計。

審核編輯 黃宇