引言

在電動汽車領(lǐng)域，車載充電電源的應(yīng)用與普通電源不同，在電動汽車一次充滿動輒幾十度電的情況下，充電電源的高效更顯得尤為重要。提高效率同時還能進(jìn)一步降低散熱機(jī)構(gòu)的體積與重量。因此，開發(fā)高效率電動汽車車載充電器對于電動汽車的發(fā)展有著重要的意義。

1 電動汽車車載充電電源原理

車載充電電源的功能是將外部交流電轉(zhuǎn)換為直流電，為電動汽車動力電池充電。目前在實際車載充電電源產(chǎn)品中，較受歡迎的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有單級諧振結(jié)構(gòu)、交錯并聯(lián)Boost PFC(功率因數(shù)校正，Power Factor Correction)+LLC結(jié)構(gòu)以及LLC+Buck—Boost結(jié)構(gòu)，各典型拓?fù)涞膶Ρ热绫?所示。根據(jù)表格三種方案各有優(yōu)劣，單級諧振電路較簡單，可靠性較高，但成本也較高；LLC是一種諧振變換器，交錯并聯(lián)PFC+LLC的效率更高，元器件電流承載壓力低，適合大功率應(yīng)用；LLC+buck—boost可靠性較高，也是近幾年來研究較多的拓?fù)洹＞C合考慮目前純電動車的7kW 甚至大于10kW 的充電功率，交錯并聯(lián)PFC+LLC的應(yīng)用成熟度較高，仍是業(yè)內(nèi)普遍應(yīng)用方案。

1．1交錯并聯(lián)PFC原理

功率因數(shù)校正電路可分為無源功率因數(shù)校正與有源功率因數(shù)校正。

無源功率因數(shù)校正電路由電阻、電容、電感等無源元件組成，其結(jié)構(gòu)簡單，但由于電感電容的體積與重量大，一般適用于小功率場合，且對電源波形的校正效果較差，難以達(dá)到95％ 以上。

有源功率因數(shù)校正由儲能元件、開關(guān)器件及控制電路組成，其監(jiān)測輸入電壓電流，通過控制開關(guān)元器件的通斷使得輸入電流保持為與輸入電壓同相位的正弦波。根據(jù)儲能電感的位置不同，其常用電路可分為Buck型、Boost型、Flyback型、Buck—Boost型等。目前BOost型PFC技術(shù)已較為成熟，且在大功率場合較為適用。

Boost PFC電路中，為了達(dá)到較低的輸出紋波，需要選取較大的電感與電容，導(dǎo)致電路成本與體積的增加，在整車的有限空間中增加了布置難度。交錯并聯(lián)Boost PFC利用兩相PFC 電路交錯運(yùn)行，其開關(guān)元件導(dǎo)通相位相差180°，可大大減小電路中的電感與電容。同時還分?jǐn)偭溯斎腚娏?，更利于元器件散熱。提高了電路可靠性，因此在大功率場合下，交錯并聯(lián)PFC得到了廣泛應(yīng)用。其電路原理如圖1所示。

1-2 LLC原理

傳統(tǒng)的橋式變換器中，功．率器件的電壓應(yīng)力等于輸人電壓，而不像推挽、正激那樣為輸入電源的兩倍，橋式拓?fù)溥m合應(yīng)用在電壓平臺較高的環(huán)境中。電動汽車動力電池普遍在200V至500V之間，通常都使用橋式變換器。為了減小變換器體積，通常需要提高開關(guān)頻率，但同時帶來了開關(guān)損耗的增加。為了降低頻率升高帶來的開關(guān)損耗的影響，軟開關(guān)技術(shù)被廣泛采用。諧振變換器正是在這種需求之下應(yīng)運(yùn)而生。

車載充電電源變換器常用的諧振拓?fù)錇槿珮騆LC諧振變換器，其主電路拓?fù)淙鐖D2所示。開關(guān)管Q1、Q2、Q3、Q4組成電路的開關(guān)網(wǎng)絡(luò)，兩兩開關(guān)管互補(bǔ)導(dǎo)通，并留出一定的死區(qū)時間；諧振電容Cr、諧振電感Lr以及變壓器的勵磁電感Lm構(gòu)成電路的諧振網(wǎng)絡(luò)；變壓器副邊的整流二極管以及濾波電容Cf構(gòu)成了電路的整流濾波網(wǎng)絡(luò)。

全橋LLC諧振變換器輸入電流連續(xù)，電流紋波小，可減弱EMI，提高變換器的可靠性。同時全橋的LLC與整流橋中，開關(guān)器件電壓應(yīng)力低，適合工作在中、大功率應(yīng)用場合。其不僅可以在全負(fù)載范圍內(nèi)實現(xiàn)原邊MOS管的ZVS (零電壓開關(guān)ZeroVoltage Switch)，還可實現(xiàn)整流二極管的ZCS(零電流開關(guān)ZeroCurrent Switch)，顯著地減小了開關(guān)損耗，因此能夠在保證高效率的基礎(chǔ)上提高工作頻率，減小變換器的體積，增大功率密度。

根據(jù)全橋LLC諧振變換器的工作原理，當(dāng)變換器開關(guān)頻率等于諧振頻率時，變換器能夠?qū)崿F(xiàn)原邊開關(guān)管的ZVS以及副邊整流二極管的ZCS，此時變換器效率最高，所以全橋LLC諧振變換器有兩種控制模式：變頻控制和定頻控制。在全橋LLC諧振變換器參數(shù)設(shè)計中，當(dāng)輸入電壓等于額定電壓時，使變換器開關(guān)頻率等于諧振頻率。為了提高變換器效率，變頻控制就是當(dāng)輸入電壓小于額定電壓時，固定變換器開關(guān)管占空比，相鄰橋臂之間留有一定時間的死區(qū)。通過調(diào)節(jié)開關(guān)頻率調(diào)節(jié)輸出電壓。當(dāng)輸入電壓大于額定電壓時，將開關(guān)管開關(guān)頻率固定在諧振頻率附近，通過調(diào)節(jié)開關(guān)管占空比調(diào)節(jié)輸出電壓，這就是定頻控制原理。

2 交錯并聯(lián)LLC 電路研究

在大功率的應(yīng)用中，為了提高變換器的功率等級，提高效率，可以將多個模塊在輸入端和輸出端分別串聯(lián)或者并聯(lián)，實現(xiàn)多模塊的組合工作。在電動汽車充電中面對的低壓大電流情況，優(yōu)先選擇的組合方式為輸入、輸出并聯(lián)結(jié)構(gòu)。

2．1交錯并聯(lián)LLC原理

LLC諧振變換器能夠?qū)崿F(xiàn)原邊開關(guān)管的零電壓開通和副邊整流二極管的零電流關(guān)斷，獲得很高的效率，但是由于該變換器的副邊沒有濾波電感，導(dǎo)致輸出電流的紋波比較大，從而影響輸出濾波電容和低壓蓄電池的壽命，而且這個缺點(diǎn)在低壓大電流輸出的應(yīng)用場合中變得更為明顯。為了滿足輸出電壓和輸出電流的紋波指標(biāo)，提高蓄電池的充電質(zhì)量，需要在副邊并聯(lián)大量電容進(jìn)行濾波，然而這會導(dǎo)致開關(guān)電源的體積增大，降低了功率密度，并提高變換器的成本。減小車載DC-DC變換器的輸出電流紋波，不僅有利于提高電路的功率密度，還能改善充電質(zhì)量，提高低壓蓄電池的使用壽命。

針對電流紋波較大的問題，LLC變換器可采用多個LLC模塊交錯并聯(lián)的結(jié)構(gòu)。交錯并聯(lián)是指并聯(lián)運(yùn)行的各個模塊之間開關(guān)管的控制信號頻率相同，但是相位交錯。對于n路交錯并聯(lián)的模塊，各路控制信號之間的相位依次相差2π／n，雖然開關(guān)器件的開關(guān)頻率并沒有改變，但是通過相位之間的交錯，能夠?qū)崿F(xiàn)輸入輸出電流脈動的倍頻，減小電流紋波。

2．2 交錯并聯(lián)LLC輸出電流質(zhì)量計算

根據(jù)圖3可知，由于LLC諧振變換器的副邊電流is(t)的頻率是開關(guān)頻率的兩倍，當(dāng)n個LLC模塊輸入并聯(lián)輸出并聯(lián)時，若各路控制信號之間的相位仍然依次相差2π／n，則當(dāng)n為偶數(shù)時，就會出現(xiàn)有n／2路模塊的輸出濾波電流與其他路相位一致的情況。因此，當(dāng)LLC諧振變換器交錯并聯(lián)時，各路控制信號之間的相位差應(yīng)當(dāng)設(shè)置為π／n，為了保證輸出電流的平均值仍為Io，此時is(t)的表達(dá)式如下：

根據(jù)式(3)，可以畫出n分別取1、2和3的時候整流電流is(t)的波形，如圖4所示。從圖中可以看出，當(dāng)并聯(lián)模塊數(shù)越多時，is(t)的頻率越高，電流紋波值越小。經(jīng)過計算可以得到，兩路LLC模塊并聯(lián)時的輸出紋波電流是單路情況下的20-7％ ，三路LLC并聯(lián)輸出時的紋波電流則是單路情況下的9％ 。因此，多路LLC交錯并聯(lián)的控制方式能夠大大降低變換器副邊輸出電流的紋波，減小濾波電容的數(shù)量，有利于提高變換器的功率密度，提高對蓄電池的充電質(zhì)量。

3 結(jié)束語

通過理論計算，交錯并聯(lián)LLC 可有效降低輸出紋波。根據(jù)行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)QC／T 895的要求，電動汽車車載充電電源輸出電流紋波要求小于5％ ，本方案在滿足此要求的前提下，可有效減少濾波電容。目前業(yè)內(nèi)交錯并聯(lián)PFC的方案已經(jīng)非常成熟，基于同樣的考慮，交錯并聯(lián)LLC中也可將每個開關(guān)器件的電流應(yīng)力降為1／n，可提高產(chǎn)品的功率等級，適合大功率的應(yīng)用。