傾佳電子面向電力電子功率變換系統(tǒng)的高可靠性1700V碳化硅MOSFET反激式輔助電源設(shè)計(jì)

傾佳電子（Changer Tech）是一家專注于功率半導(dǎo)體和新能源汽車連接器的分銷商。主要服務(wù)于中國工業(yè)電源、電力電子設(shè)備和新能源汽車產(chǎn)業(yè)鏈。傾佳電子聚焦于新能源、交通電動(dòng)化和數(shù)字化轉(zhuǎn)型三大方向，并提供包括IGBT、SiC MOSFET、GaN等功率半導(dǎo)體器件以及新能源汽車連接器。?

傾佳電子楊茜致力于推動(dòng)國產(chǎn)SiC碳化硅模塊在電力電子應(yīng)用中全面取代進(jìn)口IGBT模塊，助力電力電子行業(yè)自主可控和產(chǎn)業(yè)升級(jí)！

傾佳電子楊茜咬住SiC碳化硅MOSFET功率器件三個(gè)必然，勇立功率半導(dǎo)體器件變革潮頭：

傾佳電子楊茜咬住SiC碳化硅MOSFET模塊全面取代IGBT模塊和IPM模塊的必然趨勢(shì)！

傾佳電子楊茜咬住SiC碳化硅MOSFET單管全面取代IGBT單管和大于650V的高壓硅MOSFET的必然趨勢(shì)！

傾佳電子楊茜咬住650V SiC碳化硅MOSFET單管全面取代SJ超結(jié)MOSFET和高壓GaN 器件的必然趨勢(shì)！

第1節(jié) 設(shè)計(jì)規(guī)格與架構(gòu)考量

1.1. 定義運(yùn)行環(huán)境

輔助電源是復(fù)雜功率變換系統(tǒng)的關(guān)鍵組成部分，為控制電路、柵極驅(qū)動(dòng)器、傳感器和通信接口提供穩(wěn)定、隔離的電源。其設(shè)計(jì)必須滿足特定應(yīng)用的嚴(yán)苛要求。傾佳電子旨在開發(fā)一款能夠適應(yīng)多種高壓應(yīng)用場(chǎng)景的平臺(tái)化輔助電源，目標(biāo)應(yīng)用涵蓋工業(yè)變頻器、光伏逆變器、儲(chǔ)能變流器和電動(dòng)汽車充電模塊。

工業(yè)變頻器與電機(jī)驅(qū)動(dòng)： 這類應(yīng)用通常需要支持通用交流輸入（90-264VAC），經(jīng)整流后形成高達(dá)約375V的直流母線。輔助電源為控制邏輯、傳感器和柵極驅(qū)動(dòng)器供電，對(duì)穩(wěn)定性和多路輸出有明確要求 。

光伏（PV）逆變器： 光伏系統(tǒng)的直流輸入電壓非常高，通常在200V至1000VDC之間，大型系統(tǒng)甚至接近1500VDC 。由于這些系統(tǒng)需要在嚴(yán)酷的戶外環(huán)境下運(yùn)行數(shù)十年，因此對(duì)其輔助電源的可靠性要求極為苛刻 。電源必須能夠承受寬范圍的輸入電壓波動(dòng)和極端溫度變化。

儲(chǔ)能系統(tǒng)（ESS）/功率變換系統(tǒng)（PCS）： 這些系統(tǒng)采用寬電壓范圍的電池母線（例如450V-1000V），需要高效、可靠的輔助電源為電池管理系統(tǒng)（BMS）、主控單元和通信模塊供電 。

電動(dòng)汽車（EV）充電模塊： 現(xiàn)代直流快充樁利用高壓直流母線（例如300V-1000V）為車載電池充電。輔助電源對(duì)于確保充電過程中的安全、控制和通信功能的正常運(yùn)行至關(guān)重要，是整個(gè)系統(tǒng)的安全基石 。

1.2. 建立統(tǒng)一設(shè)計(jì)規(guī)格

綜合分析上述應(yīng)用場(chǎng)景，可以發(fā)現(xiàn)它們對(duì)輔助電源的核心需求在于寬輸入電壓范圍、高可靠性和多路隔離輸出。為了打造一款通用性強(qiáng)的平臺(tái)化設(shè)計(jì)，必須確立一個(gè)能夠覆蓋最嚴(yán)苛工況的統(tǒng)一設(shè)計(jì)規(guī)格。

選用1700V耐壓等級(jí)的碳化硅（SiC）MOSFET是實(shí)現(xiàn)這一平臺(tái)化戰(zhàn)略的關(guān)鍵。傳統(tǒng)的1200V MOSFET在面對(duì)1000VDC母線時(shí)，考慮到開關(guān)過程中的電壓過沖和必要的安全裕量，其電壓應(yīng)力裕度已顯不足。而1700V的器件（如本文選用的B2M600170H和B2M600170R）則提供了超過50%的電壓裕量，即使在1200V的直流母線電壓下，依然能保證系統(tǒng)安全可靠運(yùn)行 10。這種高阻斷電壓能力使得單一的輔助電源設(shè)計(jì)方案能夠無縫覆蓋從通用交流輸入（整流后約375VDC）到高壓光伏和電動(dòng)汽車系統(tǒng)（高達(dá)1200VDC）的廣泛應(yīng)用。這不僅是一項(xiàng)技術(shù)選擇，更是一項(xiàng)戰(zhàn)略決策，有助于企業(yè)在不同產(chǎn)品線上統(tǒng)一電源架構(gòu)，從而降低研發(fā)成本、簡化供應(yīng)鏈管理。

基于此，傾佳電子將圍繞以下統(tǒng)一規(guī)格進(jìn)行設(shè)計(jì)，該規(guī)格表是后續(xù)所有理論計(jì)算和元件選型的基礎(chǔ)。

表1：統(tǒng)一輔助電源設(shè)計(jì)規(guī)格

1.3. 反激式拓?fù)溥x擇的合理性分析

在眾多隔離電源拓?fù)渲?，反激式（Flyback）拓?fù)湟蚱湓谥付üβ史秶鷥?nèi)的獨(dú)特優(yōu)勢(shì)而成為本次設(shè)計(jì)的首選。其選擇理由如下：

成本效益與簡潔性： 反激拓?fù)涞?a target="_blank">元器件數(shù)量最少。與正激等其他隔離拓?fù)洳煌?，它利用變壓器本身作為?chǔ)能電感，無需額外的輸出濾波電感，從而顯著降低了物料成本（BOM）和PCB占用面積 。

固有的電氣隔離： 變壓器天然地提供了輸入與輸出之間的電氣隔離（也稱“電流隔離”），這是滿足高壓應(yīng)用安全標(biāo)準(zhǔn)的強(qiáng)制性要求 。

靈活的多路輸出能力： 通過在變壓器上增加次級(jí)繞組，可以非常方便地實(shí)現(xiàn)多路隔離輸出，且各路輸出電壓可通過匝數(shù)比靈活設(shè)定，完美契合本設(shè)計(jì)的多路輸出需求 。

適用功率范圍： 反激拓?fù)湓?0W至60W的功率范圍內(nèi)表現(xiàn)出色，效率和性能均能達(dá)到較高水平，完全覆蓋本設(shè)計(jì)20W的功率目標(biāo) 。

綜上所述，反激式拓?fù)鋺{借其結(jié)構(gòu)簡單、成本低廉、易于實(shí)現(xiàn)多路隔離輸出的特點(diǎn)，成為本高壓輔助電源設(shè)計(jì)的理想架構(gòu)。

第2節(jié) B2M600170H與B2M600170R碳化硅MOSFET的比較分析

本次設(shè)計(jì)的核心是圍繞基本半導(dǎo)體（BASiC Semiconductor）提供的兩款1700V SiC MOSFET——B2M600170H和B2M600170R。盡管它們采用相同的芯片裸Die，但不同的封裝形式賦予了它們截然不同的電氣和熱性能，從而深刻影響了整個(gè)電源的設(shè)計(jì)理念和最終性能。

2.1. 數(shù)據(jù)手冊(cè)關(guān)鍵參數(shù)的深入對(duì)比

為了全面理解這兩款器件的差異，我們從其官方數(shù)據(jù)手冊(cè)中提取了核心參數(shù)進(jìn)行直接對(duì)比。

表2：B2M600170H 與 B2M600170R 關(guān)鍵參數(shù)對(duì)比

2.2. 封裝與開爾文源極的性能影響

表格中的數(shù)據(jù)揭示了一個(gè)核心事實(shí)：封裝形式和引腳定義是區(qū)分這兩款器件性能的關(guān)鍵。

開爾文源極的優(yōu)勢(shì)： B2M600170R采用的TO-263B-7封裝提供了一個(gè)獨(dú)立的“開爾文源極”引腳（第2引腳）。這一設(shè)計(jì)將柵極驅(qū)動(dòng)回路與大電流的功率回路在MOSFET內(nèi)部進(jìn)行了分離 。在傳統(tǒng)的3引腳封裝（如TO-247-3）中，柵極驅(qū)動(dòng)電流和主功率電流共享源極引線和鍵合線，這部分存在寄生電感$L_s$。在快速開關(guān)過程中，主電流的急劇變化（高$di/dt$）會(huì)在該寄生電感上產(chǎn)生一個(gè)壓降（$V_{Ls} = L_s cdot di/dt$），該壓降會(huì)反向疊加在柵極驅(qū)動(dòng)電壓上，從而降低了有效的柵源電壓$V_{GS}$，導(dǎo)致開啟過程變慢，開關(guān)損耗增加 15。開爾文源極連接方式則將柵極驅(qū)動(dòng)的返回路徑直接連接到芯片的源極點(diǎn)，繞過了功率路徑上的寄生電感，從而實(shí)現(xiàn)了更快、更純凈的開啟，顯著降低了開啟損耗（$E_{on}$）。

寄生電感的影響： 表面貼裝（SMD）封裝（如TO-263B-7）由于其引腳短小且漏極通常為大面積焊盤，其固有的封裝寄生電感遠(yuǎn)低于引線較長的通孔（THT）封裝（如TO-247-3）。更低的寄生電感意味著在關(guān)斷期間的電壓過沖（$V_{overshoot} = L_{stray} cdot di/dt$）更小，振蕩更輕微。這使得器件能夠以更高的開關(guān)速度運(yùn)行，同時(shí)承受更低的電壓應(yīng)力。

熱管理策略的權(quán)衡： TO-247-3封裝的B2M600170H具有更低的結(jié)殼熱阻（$R_{th(jc)}$），并且可以方便地通過螺絲固定在傳統(tǒng)的散熱器上，適用于需要耗散較大功率且散熱設(shè)計(jì)相對(duì)簡單的場(chǎng)合 。相比之下，TO-263B-7封裝的B2M600170R則依賴PCB進(jìn)行散熱。雖然這種方式能夠?qū)崿F(xiàn)更高的功率密度和自動(dòng)化生產(chǎn)，但它要求PCB設(shè)計(jì)必須包含大面積的銅箔散熱層和大量的散熱過孔，對(duì)PCB的熱設(shè)計(jì)提出了更高的要求 。

2.3. 推薦與設(shè)計(jì)路徑選擇

上述分析表明，MOSFET的選擇不僅僅是替換一個(gè)元器件，而是決定了整個(gè)電源的設(shè)計(jì)哲學(xué)。B2M600170H（TO-247-3）更像是一款適用于傳統(tǒng)設(shè)計(jì)或?qū)ι岷啽阈砸蟾哂跇O致開關(guān)速度和功率密度場(chǎng)景的“直接升級(jí)”選項(xiàng)。而B2M600170R（TO-263B-7）則是追求高性能的必然選擇，但它的潛力必須通過優(yōu)化的PCB布局和熱設(shè)計(jì)才能完全釋放。

B2M600170R在開啟損耗上約34%的降低并非微不足道的改進(jìn)。在幾十到上百kHz的開關(guān)頻率下，這部分損耗的減少可能直接決定了一個(gè)高功率密度設(shè)計(jì)的熱平衡是否可行。

因此，為了實(shí)現(xiàn)一款技術(shù)領(lǐng)先、性能卓越的輔助電源，傾佳電子將選擇 B2M600170R (TO-263B-7) 作為后續(xù)所有設(shè)計(jì)計(jì)算的核心器件。后續(xù)的設(shè)計(jì)章節(jié)將重點(diǎn)闡述如何應(yīng)對(duì)并解決與該SMD封裝相關(guān)的布局和散熱挑戰(zhàn)，以充分發(fā)揮其在開關(guān)性能和功率密度方面的優(yōu)勢(shì)。

第3節(jié) 功率級(jí)設(shè)計(jì)與元器件計(jì)算

選定核心功率器件后，即可開始對(duì)電源的功率級(jí)進(jìn)行詳細(xì)設(shè)計(jì)。這包括確定工作模式、設(shè)計(jì)核心儲(chǔ)能元件——反激變壓器，以及選擇合適的輸出整流和鉗位保護(hù)電路。

3.1. 工作模式選擇：非連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）

本設(shè)計(jì)將目標(biāo)設(shè)定為在整個(gè)輸入電壓和負(fù)載范圍內(nèi)，變換器均工作于非連續(xù)導(dǎo)通模式（Discontinuous Conduction Mode, DCM）。

選擇DCM的理由如下：

固有穩(wěn)定性： DCM模式下的反激變換器不存在右半平面零點(diǎn)（RHPZ），這使得控制環(huán)路的設(shè)計(jì)大大簡化，系統(tǒng)具有天然的穩(wěn)定性，易于補(bǔ)償 。

低開啟損耗： 在DCM模式下，每個(gè)開關(guān)周期開始時(shí)，變壓器初級(jí)側(cè)電流都為零。這意味著主開關(guān)MOSFET在零電流（ZCS）條件下開啟，從而消除了開啟損耗中的電流/電壓交疊部分，有利于提高效率 。

對(duì)輸出二極管要求較低： 由于在MOSFET開啟前，次級(jí)電流已經(jīng)衰減至零，因此對(duì)輸出整流二極管的反向恢復(fù)特性要求不高，可以選擇成本更低、速度較慢的二極管 。

對(duì)于本設(shè)計(jì)這樣功率等級(jí)較低（20W）的輔助電源而言，DCM模式在穩(wěn)定性、效率和成本之間提供了一個(gè)理想的平衡點(diǎn)。

3.2. 反激變壓器設(shè)計(jì)（迭代過程）

反激變壓器是變換器的核心，它同時(shí)承擔(dān)著能量存儲(chǔ)和隔離傳輸?shù)碾p重任務(wù)。其設(shè)計(jì)是一個(gè)迭代優(yōu)化的過程，涉及電磁學(xué)和電路理論的綜合應(yīng)用。

步驟1：確定匝數(shù)比 ($N_{ps}$) 和反射電壓 ($V_{or}$)

反射電壓$V_{or}$是指在MOSFET關(guān)斷期間，次級(jí)電壓反射到初級(jí)側(cè)的電壓值。它與輸入電壓共同決定了MOSFET承受的最大電壓應(yīng)力：

$$V_{SW_max} = V_{in_max} + V_{or}$$

B2M600170R的1700V耐壓為$V_{or}$的選擇提供了極大的靈活性 。選擇一個(gè)較高的$V_{or}$可以降低占空比，減小初級(jí)電流應(yīng)力，但會(huì)增加MOSFET的電壓應(yīng)力。綜合考慮，我們?cè)O(shè)定一個(gè)鉗位電壓目標(biāo)，例如1500V，并留出裕量。設(shè)定$V_{or}$為150V，則在最大輸入電壓1200V時(shí)，MOSFET的理想電壓應(yīng)力為1350V，加上漏感引起的尖峰，仍在安全范圍內(nèi)。

初級(jí)與主輸出次級(jí)（+15V）的匝數(shù)比$N_{ps1}$由下式?jīng)Q定 [：

$$N_{ps1} = frac{V_{or}}{V_{out1} + V_f}$$

其中，$V_{out1}$為15V，輸出整流二極管的正向壓降$V_f$估計(jì)為1V。

$$N_{ps1} = frac{150V}{15V + 1V} approx 9.375$$

為便于繞制，取$N_{ps1} = 9$。其他次級(jí)繞組的匝數(shù)可按比例計(jì)算。

步驟2：計(jì)算最大占空比 ($D_{max}$)

最大占空比出現(xiàn)在最低輸入電壓$V_{in_min}$（200V）時(shí)：

$$D_{max} = frac{V_{or}}{V_{or} + V_{in_min}} = frac{150V}{150V + 200V} approx 0.428$$

該值小于0.5，符合反激變換器穩(wěn)定運(yùn)行的經(jīng)驗(yàn)準(zhǔn)則，可避免過大的電流紋波和磁芯利用率問題 。

步驟3：計(jì)算初級(jí)電感量 ($L_p$)

初級(jí)電感量決定了變壓器的儲(chǔ)能能力。在DCM模式下，其計(jì)算公式為 ：

$$L_p = frac{(V_{in_min} cdot D_{max})^2 cdot eta}{2 cdot P_{out} cdot f_{sw}}$$

設(shè)定開關(guān)頻率$f_{sw}$為150 kHz，這是一個(gè)在尺寸、效率和EMI之間取得良好平衡的常用頻率。效率$eta$暫估為85%。

$$L_p = frac{(200V cdot 0.428)^2 cdot 0.85}{2 cdot 20W cdot 150000Hz} approx 1.04~mH$$

步驟4：計(jì)算峰值電流與有效值電流

這些電流值是選擇MOSFET和設(shè)計(jì)變壓器繞組的關(guān)鍵依據(jù)。初級(jí)峰值電流$I_{pk_pri}$出現(xiàn)在$V_{in_min}$時(shí) ：

$$I_{pk_pri} = frac{V_{in_min} cdot D_{max}}{L_p cdot f_{sw}} = frac{200V cdot 0.428}{1.04mH cdot 150000Hz} approx 0.549~A$$

該峰值電流遠(yuǎn)低于B2M600170R的脈沖漏極電流額定值（10A），裕量充足 10。接下來需計(jì)算初級(jí)和各次級(jí)繞組的RMS電流，用于確定線徑以控制銅損 。

步驟5：磁芯選擇與氣隙計(jì)算

采用磁芯面積乘積法（Area Product, AP）來選擇合適的鐵氧體磁芯。AP值綜合了磁芯窗口面積$A_w$和有效截面積$A_e$，與變換器能夠處理的功率相關(guān) 24。對(duì)于20W/150kHz的反激應(yīng)用，一個(gè)EFD20或類似的磁芯是合適的選擇。

選定磁芯后，計(jì)算初級(jí)匝數(shù)$N_p$以避免磁芯在$I_{pk_pri}$時(shí)飽和。最大磁通密度$B_{max}$應(yīng)限制在0.3T以下 ：

$$N_p = frac{L_p cdot I_{pk_pri}}{B_{max} cdot A_e}$$

根據(jù)計(jì)算出的$N_p$和之前確定的匝數(shù)比，可以得到所有次級(jí)繞組的匝數(shù)。最后，計(jì)算磁芯中心柱所需的氣隙長度，以實(shí)現(xiàn)目標(biāo)電感值$L_p$。氣隙是反激變壓器存儲(chǔ)能量的關(guān)鍵結(jié)構(gòu) 。

步驟6：繞組設(shè)計(jì)

根據(jù)各繞組的RMS電流和考慮集膚效應(yīng)，選擇合適的線規(guī)（例如，AWG）和導(dǎo)線類型（如單股漆包線或多股利茲線）。合理的繞組結(jié)構(gòu)，如“三明治”繞法，可以降低漏感 。

3.3. 輸出整流與濾波

輸出二極管選擇： 次級(jí)側(cè)需要能夠承受反向電壓尖峰的整流二極管。反向電壓為$V_{R} = V_{out} + V_{in_max}/N_{ps}$。對(duì)于+15V輸出，反向電壓約為$15V + 1200V/9 approx 148V$。應(yīng)選擇具有足夠電壓裕量（如200V或更高）的快恢復(fù)二極管或肖特基二極管。

輸出電容計(jì)算： 輸出濾波電容$C_{out}$根據(jù)可接受的輸出電壓紋波$Delta V_{out}$來計(jì)算。電容值需足夠大，以在MOSFET開啟期間為負(fù)載提供能量。

3.4. RCD鉗位電路設(shè)計(jì)

RCD鉗位電路對(duì)于保護(hù)MOSFET至關(guān)重要，它能吸收并耗散由變壓器漏感$L_{lk}$引起的電壓尖峰能量。

變壓器的漏感與鉗位電路的設(shè)計(jì)是一個(gè)耦合問題。漏感中存儲(chǔ)的能量$E_{lk} = 0.5 cdot L_{lk} cdot I_{pk_pri}^2$必須在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)被鉗位電阻耗散掉，這部分功耗$P_{clamp} = E_{lk} cdot f_{sw}$是電源的一個(gè)重要損耗來源 。雖然通過優(yōu)化變壓器繞組結(jié)構(gòu)（如交錯(cuò)繞法）可以減小漏感，但這會(huì)增加繞組間的寄生電容，可能惡化共模EMI噪聲 。因此，設(shè)計(jì)者需要在鉗位損耗、EMI性能和變壓器制造復(fù)雜性之間做出權(quán)衡。對(duì)于SiC器件的快速開關(guān)特性，這一權(quán)衡尤為關(guān)鍵。本設(shè)計(jì)將基于典型的漏感值（占初級(jí)電感的1-2%）進(jìn)行計(jì)算。

RCD鉗位電路計(jì)算步驟：

估算漏感 ($L_{lk}$): 假設(shè)$L_{lk}$為$L_p$的1.5%，即$L_{lk} approx 15.6~mu H$。

設(shè)定鉗位電壓 ($V_{clamp}$): 設(shè)定鉗位電容上的電壓。該電壓加上輸入電壓$V_{in_max}$構(gòu)成了MOSFET承受的最大電壓。為保證可靠性，設(shè)定MOSFET最大電壓應(yīng)力為1500V，則$V_{clamp} = 1500V - V_{in_max} = 1500V - 1200V = 300V$。

計(jì)算鉗位電阻 ($R_{clamp}$): 鉗位電阻耗散的功率為 ：

$$P_{clamp} = frac{1}{2} L_{lk} cdot I_{pk_pri}^2 cdot f_{sw} = frac{1}{2} (15.6mu H) cdot (0.549A)^2 cdot 150000Hz approx 0.35~W$$

電阻值為：

$$R_{clamp} = frac{V_{clamp}^2}{P_{clamp}} = frac{(300V)^2}{0.35W} approx 257~kOmega$$

選擇一個(gè)標(biāo)稱值為240kΩ、功率大于0.5W的電阻。

計(jì)算鉗位電容 ($C_{clamp}$): 鉗位電容的作用是維持鉗位電壓的穩(wěn)定。其電壓紋波$Delta V_{clamp}$應(yīng)足夠小（如<10%）。

$$C_{clamp} geq frac{V_{clamp}}{R_{clamp} cdot Delta V_{clamp} cdot f_{sw}} = frac{300V}{240kOmega cdot (300V cdot 10%) cdot 150000Hz} approx 277~pF$$

選擇一個(gè)標(biāo)稱值為330pF、耐壓足夠高（如400V）的電容。

選擇鉗位二極管： 必須選用一個(gè)能夠承受峰值電壓（約1500V）且反向恢復(fù)速度快的超快恢復(fù)二極管。

第4節(jié) 控制與柵極驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

高效、可靠的控制和驅(qū)動(dòng)電路是發(fā)揮SiC MOSFET性能優(yōu)勢(shì)的先決條件。本節(jié)將詳細(xì)闡述控制器、隔離柵極驅(qū)動(dòng)器及其偏置電源的設(shè)計(jì)。

4.1. 反激控制器選擇

為了簡化設(shè)計(jì)、提高集成度和可靠性，本設(shè)計(jì)將采用集成初級(jí)側(cè)調(diào)節(jié)（Primary-Side Regulation, PSR）功能的現(xiàn)代反激控制器。

PSR控制器通過在MOSFET關(guān)斷期間監(jiān)測(cè)變壓器輔助繞組的電壓來推斷輸出電壓，從而省去了傳統(tǒng)方案中用于反饋的光電耦合器和次級(jí)側(cè)的電壓基準(zhǔn)（如TL431）。這種架構(gòu)的優(yōu)勢(shì)在于：

減少元器件數(shù)量： 降低了BOM成本和PCB占用面積。

提高可靠性： 消除了光耦這一具有明顯老化效應(yīng)的器件，提升了電源的長期可靠性。

簡化隔離設(shè)計(jì)： 反饋信號(hào)無需跨越隔離帶，簡化了PCB布局。

許多PSR控制器還集成了多種保護(hù)功能和輕載下的脈沖串模式（Burst Mode），有助于實(shí)現(xiàn)低待機(jī)功耗 。

第5節(jié) PCB布局與EMI抑制策略

對(duì)于采用高速SiC器件的電源系統(tǒng)，PCB布局不再僅僅是連接元器件，而是決定系統(tǒng)性能、可靠性和電磁兼容性（EMC）的關(guān)鍵環(huán)節(jié)。不佳的布局會(huì)完全抵消SiC器件的性能優(yōu)勢(shì)。

5.1. SiC的高性能PCB布局實(shí)踐

最小化功率回路： 由輸入電容、B2M600170R、變壓器初級(jí)繞組和返回路徑構(gòu)成的功率主回路，其物理面積必須盡可能小、路徑盡可能短。這能最大限度地減小寄生電感，而寄生電感是產(chǎn)生電壓過沖和振蕩的根本原因 17。應(yīng)采用寬而短的覆銅路徑，并在相鄰層使用返回平面來抵消磁場(chǎng)。

最小化柵極驅(qū)動(dòng)回路： 從UCC21520的輸出引腳，經(jīng)過柵極電阻，到MOSFET的柵極引腳，再從開爾文源極引腳返回到驅(qū)動(dòng)器地，這個(gè)回路的寄生電感直接影響開關(guān)速度和柵極信號(hào)的完整性。該回路必須極度短小，并且去程和返程路徑應(yīng)在PCB的相鄰層上緊密重疊布線，以利用磁場(chǎng)對(duì)消效應(yīng)將電感降至最低 。

開爾文源極的正確連接： 必須嚴(yán)格遵守開爾文連接的原則。柵極驅(qū)動(dòng)的返回路徑僅連接到B2M600170R的開爾文源極引腳（第2腳）。而主功率電流則通過功率源極引腳（第3-7腳）返回。這兩條返回路徑在PCB上必須保持物理分離，絕不能在靠近器件處混合 。

元器件布局： 反激控制器和柵極驅(qū)動(dòng)器的去耦電容必須緊靠其各自的電源引腳放置，以提供低阻抗的瞬時(shí)電流。RCD鉗位電路的電阻、電容和二極管應(yīng)盡可能靠近MOSFET的漏極引腳，以最快地吸收漏感能量。

TO-263B-7的熱管理布局： B2M600170R的散熱主要通過其漏極的大焊盤傳導(dǎo)至PCB。因此，PCB上必須設(shè)計(jì)一個(gè)與該焊盤相連的大面積銅箔層。同時(shí)，在該銅箔區(qū)域密集布置散熱過孔陣列，將熱量有效地傳導(dǎo)至PCB的內(nèi)層和底層的大面積接地或電源平面，從而利用整個(gè)PCB作為散熱器 。

爬電距離與電氣間隙： 布局時(shí)必須嚴(yán)格遵守高壓安全標(biāo)準(zhǔn)（如IEC 60664-1）。在PCB的初級(jí)（高壓）側(cè)和次級(jí)（低壓）側(cè)之間，必須保持足夠的物理距離，包括沿絕緣表面測(cè)量的爬電距離和通過空氣測(cè)量的電氣間隙，以防止高壓擊穿 。

5.2. EMI抑制與濾波

對(duì)于高速開關(guān)的SiC變換器，EMI是一個(gè)嚴(yán)峻的挑戰(zhàn)。布局設(shè)計(jì)本身就是最重要的EMI抑制手段之一。

在為B2M600170R進(jìn)行布局時(shí)，存在一個(gè)典型的設(shè)計(jì)沖突：散熱需求與EMI抑制之間的矛盾。最佳的散熱方案要求在漏極焊盤連接一個(gè)巨大、完整的銅箔平面 。然而，漏極節(jié)點(diǎn)是電路中$dV/dt$最高的節(jié)點(diǎn)，大面積的銅箔在此處會(huì)形成一個(gè)高效的“天線”，向外輻射高頻噪聲。同時(shí)，它也會(huì)增加對(duì)地（或其他電路節(jié)點(diǎn)）的寄生電容，成為共模噪聲耦合的主要路徑 。

解決這一沖突的專業(yè)方法并非簡單地最大化銅箔面積，而是進(jìn)行智能化整形。推薦的布局策略是：在頂層僅保留一個(gè)與漏極焊盤尺寸匹配的“最小化銅島”，然后立即通過密集的散熱過孔將熱量傳導(dǎo)至內(nèi)層的屏蔽地平面。這些內(nèi)層平面可以被外層的初級(jí)地平面“包圍”，形成屏蔽結(jié)構(gòu)。這種設(shè)計(jì)在保證熱量有效傳導(dǎo)的同時(shí)，顯著減小了高$dV/dt$節(jié)點(diǎn)的輻射面積，從而在散熱和EMI性能之間取得了平衡。

輸入EMI濾波器設(shè)計(jì)： 為了抑制傳導(dǎo)發(fā)射，滿足CISPR 32等EMC標(biāo)準(zhǔn)，必須在電源輸入端設(shè)計(jì)一個(gè)完整的EMI濾波器。通常采用一個(gè)兩級(jí)濾波器，包含X電容（抑制差模噪聲）、Y電容（抑制共模噪聲）和共模電感 。

變壓器屏蔽繞組： 在變壓器設(shè)計(jì)中，可以在初級(jí)繞組和次級(jí)繞組之間加入一個(gè)屏蔽層（通常是一層銅箔或一個(gè)單層繞組），并將其連接到初級(jí)地。這個(gè)屏蔽層可以有效地?cái)r截通過繞組間寄生電容耦合的共模噪聲電流，并將其旁路回源端，從而極大地改善EMI性能 。

第6節(jié) 設(shè)計(jì)綜合與性能預(yù)測(cè)

本節(jié)將匯總前述所有設(shè)計(jì)環(huán)節(jié)，給出一個(gè)完整的設(shè)計(jì)方案，并對(duì)關(guān)鍵性能指標(biāo)進(jìn)行預(yù)測(cè)。

6.1. 最終原理圖與物料清單（BOM）

最終的電路設(shè)計(jì)將集成所有子模塊：基于B2M600170R的功率級(jí)、RCD鉗位電路、PSR反激控制器、以UCC21520為核心的隔離柵極驅(qū)動(dòng)器、以及為其供電的隔離偏置電源。

表3：關(guān)鍵物料清單（BOM）

6.2. 性能預(yù)測(cè)總結(jié)

基于詳細(xì)的理論計(jì)算和元器件選型，可以對(duì)該輔助電源的關(guān)鍵性能指標(biāo)進(jìn)行預(yù)測(cè)。

表4：預(yù)測(cè)性能指標(biāo)

6.3. 結(jié)論與后續(xù)步驟

深圳市傾佳電子有限公司（簡稱“傾佳電子”）是聚焦新能源與電力電子變革的核心推動(dòng)者：
傾佳電子成立于2018年，總部位于深圳福田區(qū)，定位于功率半導(dǎo)體與新能源汽車連接器的專業(yè)分銷商，業(yè)務(wù)聚焦三大方向：
新能源：覆蓋光伏、儲(chǔ)能、充電基礎(chǔ)設(shè)施；
交通電動(dòng)化：服務(wù)新能源汽車三電系統(tǒng)（電控、電池、電機(jī)）及高壓平臺(tái)升級(jí)；
數(shù)字化轉(zhuǎn)型：支持AI算力電源、數(shù)據(jù)中心等新型電力電子應(yīng)用。
公司以“推動(dòng)國產(chǎn)SiC替代進(jìn)口、加速能源低碳轉(zhuǎn)型”為使命，響應(yīng)國家“雙碳”政策（碳達(dá)峰、碳中和），致力于降低電力電子系統(tǒng)能耗。
需求SiC碳化硅MOSFET單管及功率模塊，配套驅(qū)動(dòng)板及驅(qū)動(dòng)IC，請(qǐng)?zhí)砑觾A佳電子楊茜微芯（壹叁貳 陸陸陸陸 叁叁壹叁）

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傾佳電子詳細(xì)闡述了一款基于1700V SiC MOSFET B2M600170R的高可靠性、寬輸入范圍反激式輔助電源的完整設(shè)計(jì)流程。通過采用先進(jìn)的SiC器件、PSR控制技術(shù)和高性能隔離柵極驅(qū)動(dòng)方案，該設(shè)計(jì)在效率、功率密度和可靠性方面均達(dá)到了業(yè)界領(lǐng)先水平。1700V SiC MOSFET的應(yīng)用，使得該電源方案成為一個(gè)可覆蓋多種高壓應(yīng)用的通用平臺(tái)，具有極高的工程價(jià)值。

后續(xù)步驟建議：

原型制作： 嚴(yán)格按照第5節(jié)中詳述的PCB布局準(zhǔn)則制作硬件原型。

關(guān)鍵波形測(cè)試： 在原型機(jī)上電調(diào)試時(shí)，需密切關(guān)注關(guān)鍵節(jié)點(diǎn)的波形，包括MOSFET的柵源電壓$V_{GS}$、漏源電壓$V_{DS}$以及初級(jí)峰值電流$I_{pk_pri}$。

參數(shù)優(yōu)化： 在實(shí)際測(cè)試中，對(duì)柵極電阻$R_{G(on)}$、$R_{G(off)}$以及RCD鉗位電路的元件值進(jìn)行迭代微調(diào)，以在開關(guān)速度、電壓過沖和EMI噪聲之間取得最佳平衡。

熱性能驗(yàn)證： 在滿載和最差輸入條件下進(jìn)行長時(shí)間熱測(cè)試，通過紅外熱像儀驗(yàn)證MOSFET、變壓器和鉗位電阻的溫升是否在設(shè)計(jì)規(guī)格內(nèi)。

EMC測(cè)試： 將最終原型送至專業(yè)實(shí)驗(yàn)室進(jìn)行傳導(dǎo)和輻射發(fā)射測(cè)試，驗(yàn)證EMI濾波器的設(shè)計(jì)效果。

通過以上嚴(yán)謹(jǐn)?shù)脑O(shè)計(jì)與驗(yàn)證流程，可以成功開發(fā)出一款滿足工業(yè)、光伏、儲(chǔ)能和電動(dòng)汽車領(lǐng)域嚴(yán)苛要求的高性能輔助電源。

審核編輯 黃宇