傾佳電子面向電力電子功率變換系統(tǒng)的高可靠性1700V碳化硅MOSFET反激式輔助電源設計

傾佳電子（Changer Tech）是一家專注于功率半導體和新能源汽車連接器的分銷商。主要服務于中國工業(yè)電源、電力電子設備和新能源汽車產(chǎn)業(yè)鏈。傾佳電子聚焦于新能源、交通電動化和數(shù)字化轉型三大方向，并提供包括IGBT、SiC MOSFET、GaN等功率半導體器件以及新能源汽車連接器。?

傾佳電子楊茜致力于推動國產(chǎn)SiC碳化硅模塊在電力電子應用中全面取代進口IGBT模塊，助力電力電子行業(yè)自主可控和產(chǎn)業(yè)升級！

傾佳電子楊茜咬住SiC碳化硅MOSFET功率器件三個必然，勇立功率半導體器件變革潮頭：

傾佳電子楊茜咬住SiC碳化硅MOSFET模塊全面取代IGBT模塊和IPM模塊的必然趨勢！

傾佳電子楊茜咬住SiC碳化硅MOSFET單管全面取代IGBT單管和大于650V的高壓硅MOSFET的必然趨勢！

傾佳電子楊茜咬住650V SiC碳化硅MOSFET單管全面取代SJ超結MOSFET和高壓GaN 器件的必然趨勢！

第1節(jié) 設計規(guī)格與架構考量

1.1. 定義運行環(huán)境

輔助電源是復雜功率變換系統(tǒng)的關鍵組成部分，為控制電路、柵極驅動器、傳感器和通信接口提供穩(wěn)定、隔離的電源。其設計必須滿足特定應用的嚴苛要求。傾佳電子旨在開發(fā)一款能夠適應多種高壓應用場景的平臺化輔助電源，目標應用涵蓋工業(yè)變頻器、光伏逆變器、儲能變流器和電動汽車充電模塊。

工業(yè)變頻器與電機驅動： 這類應用通常需要支持通用交流輸入（90-264VAC），經(jīng)整流后形成高達約375V的直流母線。輔助電源為控制邏輯、傳感器和柵極驅動器供電，對穩(wěn)定性和多路輸出有明確要求 。

光伏（PV）逆變器： 光伏系統(tǒng)的直流輸入電壓非常高，通常在200V至1000VDC之間，大型系統(tǒng)甚至接近1500VDC 。由于這些系統(tǒng)需要在嚴酷的戶外環(huán)境下運行數(shù)十年，因此對其輔助電源的可靠性要求極為苛刻 。電源必須能夠承受寬范圍的輸入電壓波動和極端溫度變化。

儲能系統(tǒng)（ESS）/功率變換系統(tǒng)（PCS）： 這些系統(tǒng)采用寬電壓范圍的電池母線（例如450V-1000V），需要高效、可靠的輔助電源為電池管理系統(tǒng)（BMS）、主控單元和通信模塊供電 。

電動汽車（EV）充電模塊： 現(xiàn)代直流快充樁利用高壓直流母線（例如300V-1000V）為車載電池充電。輔助電源對于確保充電過程中的安全、控制和通信功能的正常運行至關重要，是整個系統(tǒng)的安全基石 。

1.2. 建立統(tǒng)一設計規(guī)格

綜合分析上述應用場景，可以發(fā)現(xiàn)它們對輔助電源的核心需求在于寬輸入電壓范圍、高可靠性和多路隔離輸出。為了打造一款通用性強的平臺化設計，必須確立一個能夠覆蓋最嚴苛工況的統(tǒng)一設計規(guī)格。

選用1700V耐壓等級的碳化硅（SiC）MOSFET是實現(xiàn)這一平臺化戰(zhàn)略的關鍵。傳統(tǒng)的1200V MOSFET在面對1000VDC母線時，考慮到開關過程中的電壓過沖和必要的安全裕量，其電壓應力裕度已顯不足。而1700V的器件（如本文選用的B2M600170H和B2M600170R）則提供了超過50%的電壓裕量，即使在1200V的直流母線電壓下，依然能保證系統(tǒng)安全可靠運行 10。這種高阻斷電壓能力使得單一的輔助電源設計方案能夠無縫覆蓋從通用交流輸入（整流后約375VDC）到高壓光伏和電動汽車系統(tǒng)（高達1200VDC）的廣泛應用。這不僅是一項技術選擇，更是一項戰(zhàn)略決策，有助于企業(yè)在不同產(chǎn)品線上統(tǒng)一電源架構，從而降低研發(fā)成本、簡化供應鏈管理。

基于此，傾佳電子將圍繞以下統(tǒng)一規(guī)格進行設計，該規(guī)格表是后續(xù)所有理論計算和元件選型的基礎。

表1：統(tǒng)一輔助電源設計規(guī)格

1.3. 反激式拓撲選擇的合理性分析

在眾多隔離電源拓撲中，反激式（Flyback）拓撲因其在指定功率范圍內(nèi)的獨特優(yōu)勢而成為本次設計的首選。其選擇理由如下：

成本效益與簡潔性： 反激拓撲的元器件數(shù)量最少。與正激等其他隔離拓撲不同，它利用變壓器本身作為儲能電感，無需額外的輸出濾波電感，從而顯著降低了物料成本（BOM）和PCB占用面積 。

固有的電氣隔離： 變壓器天然地提供了輸入與輸出之間的電氣隔離（也稱“電流隔離”），這是滿足高壓應用安全標準的強制性要求 。

靈活的多路輸出能力： 通過在變壓器上增加次級繞組，可以非常方便地實現(xiàn)多路隔離輸出，且各路輸出電壓可通過匝數(shù)比靈活設定，完美契合本設計的多路輸出需求 。

適用功率范圍： 反激拓撲在10W至60W的功率范圍內(nèi)表現(xiàn)出色，效率和性能均能達到較高水平，完全覆蓋本設計20W的功率目標 。

綜上所述，反激式拓撲憑借其結構簡單、成本低廉、易于實現(xiàn)多路隔離輸出的特點，成為本高壓輔助電源設計的理想架構。

第2節(jié) B2M600170H與B2M600170R碳化硅MOSFET的比較分析

本次設計的核心是圍繞基本半導體（BASiC Semiconductor）提供的兩款1700V SiC MOSFET——B2M600170H和B2M600170R。盡管它們采用相同的芯片裸Die，但不同的封裝形式賦予了它們截然不同的電氣和熱性能，從而深刻影響了整個電源的設計理念和最終性能。

2.1. 數(shù)據(jù)手冊關鍵參數(shù)的深入對比

為了全面理解這兩款器件的差異，我們從其官方數(shù)據(jù)手冊中提取了核心參數(shù)進行直接對比。

表2：B2M600170H 與 B2M600170R 關鍵參數(shù)對比

2.2. 封裝與開爾文源極的性能影響

表格中的數(shù)據(jù)揭示了一個核心事實：封裝形式和引腳定義是區(qū)分這兩款器件性能的關鍵。

開爾文源極的優(yōu)勢： B2M600170R采用的TO-263B-7封裝提供了一個獨立的“開爾文源極”引腳（第2引腳）。這一設計將柵極驅動回路與大電流的功率回路在MOSFET內(nèi)部進行了分離 。在傳統(tǒng)的3引腳封裝（如TO-247-3）中，柵極驅動電流和主功率電流共享源極引線和鍵合線，這部分存在寄生電感$L_s$。在快速開關過程中，主電流的急劇變化（高$di/dt$）會在該寄生電感上產(chǎn)生一個壓降（$V_{Ls} = L_s cdot di/dt$），該壓降會反向疊加在柵極驅動電壓上，從而降低了有效的柵源電壓$V_{GS}$，導致開啟過程變慢，開關損耗增加 15。開爾文源極連接方式則將柵極驅動的返回路徑直接連接到芯片的源極點，繞過了功率路徑上的寄生電感，從而實現(xiàn)了更快、更純凈的開啟，顯著降低了開啟損耗（$E_{on}$）。

寄生電感的影響： 表面貼裝（SMD）封裝（如TO-263B-7）由于其引腳短小且漏極通常為大面積焊盤，其固有的封裝寄生電感遠低于引線較長的通孔（THT）封裝（如TO-247-3）。更低的寄生電感意味著在關斷期間的電壓過沖（$V_{overshoot} = L_{stray} cdot di/dt$）更小，振蕩更輕微。這使得器件能夠以更高的開關速度運行，同時承受更低的電壓應力。

熱管理策略的權衡： TO-247-3封裝的B2M600170H具有更低的結殼熱阻（$R_{th(jc)}$），并且可以方便地通過螺絲固定在傳統(tǒng)的散熱器上，適用于需要耗散較大功率且散熱設計相對簡單的場合 。相比之下，TO-263B-7封裝的B2M600170R則依賴PCB進行散熱。雖然這種方式能夠實現(xiàn)更高的功率密度和自動化生產(chǎn)，但它要求PCB設計必須包含大面積的銅箔散熱層和大量的散熱過孔，對PCB的熱設計提出了更高的要求 。

2.3. 推薦與設計路徑選擇

上述分析表明，MOSFET的選擇不僅僅是替換一個元器件，而是決定了整個電源的設計哲學。B2M600170H（TO-247-3）更像是一款適用于傳統(tǒng)設計或對散熱簡便性要求高于極致開關速度和功率密度場景的“直接升級”選項。而B2M600170R（TO-263B-7）則是追求高性能的必然選擇，但它的潛力必須通過優(yōu)化的PCB布局和熱設計才能完全釋放。

B2M600170R在開啟損耗上約34%的降低并非微不足道的改進。在幾十到上百kHz的開關頻率下，這部分損耗的減少可能直接決定了一個高功率密度設計的熱平衡是否可行。

因此，為了實現(xiàn)一款技術領先、性能卓越的輔助電源，傾佳電子將選擇 B2M600170R (TO-263B-7) 作為后續(xù)所有設計計算的核心器件。后續(xù)的設計章節(jié)將重點闡述如何應對并解決與該SMD封裝相關的布局和散熱挑戰(zhàn)，以充分發(fā)揮其在開關性能和功率密度方面的優(yōu)勢。

第3節(jié) 功率級設計與元器件計算

選定核心功率器件后，即可開始對電源的功率級進行詳細設計。這包括確定工作模式、設計核心儲能元件——反激變壓器，以及選擇合適的輸出整流和鉗位保護電路。

3.1. 工作模式選擇：非連續(xù)導通模式（DCM）

本設計將目標設定為在整個輸入電壓和負載范圍內(nèi)，變換器均工作于非連續(xù)導通模式（Discontinuous Conduction Mode, DCM）。

選擇DCM的理由如下：

固有穩(wěn)定性： DCM模式下的反激變換器不存在右半平面零點（RHPZ），這使得控制環(huán)路的設計大大簡化，系統(tǒng)具有天然的穩(wěn)定性，易于補償 。

低開啟損耗： 在DCM模式下，每個開關周期開始時，變壓器初級側電流都為零。這意味著主開關MOSFET在零電流（ZCS）條件下開啟，從而消除了開啟損耗中的電流/電壓交疊部分，有利于提高效率 。

對輸出二極管要求較低： 由于在MOSFET開啟前，次級電流已經(jīng)衰減至零，因此對輸出整流二極管的反向恢復特性要求不高，可以選擇成本更低、速度較慢的二極管 。

對于本設計這樣功率等級較低（20W）的輔助電源而言，DCM模式在穩(wěn)定性、效率和成本之間提供了一個理想的平衡點。

3.2. 反激變壓器設計（迭代過程）

反激變壓器是變換器的核心，它同時承擔著能量存儲和隔離傳輸?shù)碾p重任務。其設計是一個迭代優(yōu)化的過程，涉及電磁學和電路理論的綜合應用。

步驟1：確定匝數(shù)比 ($N_{ps}$) 和反射電壓 ($V_{or}$)

反射電壓$V_{or}$是指在MOSFET關斷期間，次級電壓反射到初級側的電壓值。它與輸入電壓共同決定了MOSFET承受的最大電壓應力：

$$V_{SW_max} = V_{in_max} + V_{or}$$

B2M600170R的1700V耐壓為$V_{or}$的選擇提供了極大的靈活性 。選擇一個較高的$V_{or}$可以降低占空比，減小初級電流應力，但會增加MOSFET的電壓應力。綜合考慮，我們設定一個鉗位電壓目標，例如1500V，并留出裕量。設定$V_{or}$為150V，則在最大輸入電壓1200V時，MOSFET的理想電壓應力為1350V，加上漏感引起的尖峰，仍在安全范圍內(nèi)。

初級與主輸出次級（+15V）的匝數(shù)比$N_{ps1}$由下式?jīng)Q定 [：

$$N_{ps1} = frac{V_{or}}{V_{out1} + V_f}$$

其中，$V_{out1}$為15V，輸出整流二極管的正向壓降$V_f$估計為1V。

$$N_{ps1} = frac{150V}{15V + 1V} approx 9.375$$

為便于繞制，取$N_{ps1} = 9$。其他次級繞組的匝數(shù)可按比例計算。

步驟2：計算最大占空比 ($D_{max}$)

最大占空比出現(xiàn)在最低輸入電壓$V_{in_min}$（200V）時：

$$D_{max} = frac{V_{or}}{V_{or} + V_{in_min}} = frac{150V}{150V + 200V} approx 0.428$$

該值小于0.5，符合反激變換器穩(wěn)定運行的經(jīng)驗準則，可避免過大的電流紋波和磁芯利用率問題 。

步驟3：計算初級電感量 ($L_p$)

初級電感量決定了變壓器的儲能能力。在DCM模式下，其計算公式為 ：

$$L_p = frac{(V_{in_min} cdot D_{max})^2 cdot eta}{2 cdot P_{out} cdot f_{sw}}$$

設定開關頻率$f_{sw}$為150 kHz，這是一個在尺寸、效率和EMI之間取得良好平衡的常用頻率。效率$eta$暫估為85%。

$$L_p = frac{(200V cdot 0.428)^2 cdot 0.85}{2 cdot 20W cdot 150000Hz} approx 1.04~mH$$

步驟4：計算峰值電流與有效值電流

這些電流值是選擇MOSFET和設計變壓器繞組的關鍵依據(jù)。初級峰值電流$I_{pk_pri}$出現(xiàn)在$V_{in_min}$時 ：

$$I_{pk_pri} = frac{V_{in_min} cdot D_{max}}{L_p cdot f_{sw}} = frac{200V cdot 0.428}{1.04mH cdot 150000Hz} approx 0.549~A$$

該峰值電流遠低于B2M600170R的脈沖漏極電流額定值（10A），裕量充足 10。接下來需計算初級和各次級繞組的RMS電流，用于確定線徑以控制銅損 。

步驟5：磁芯選擇與氣隙計算

采用磁芯面積乘積法（Area Product, AP）來選擇合適的鐵氧體磁芯。AP值綜合了磁芯窗口面積$A_w$和有效截面積$A_e$，與變換器能夠處理的功率相關 24。對于20W/150kHz的反激應用，一個EFD20或類似的磁芯是合適的選擇。

選定磁芯后，計算初級匝數(shù)$N_p$以避免磁芯在$I_{pk_pri}$時飽和。最大磁通密度$B_{max}$應限制在0.3T以下 ：

$$N_p = frac{L_p cdot I_{pk_pri}}{B_{max} cdot A_e}$$

根據(jù)計算出的$N_p$和之前確定的匝數(shù)比，可以得到所有次級繞組的匝數(shù)。最后，計算磁芯中心柱所需的氣隙長度，以實現(xiàn)目標電感值$L_p$。氣隙是反激變壓器存儲能量的關鍵結構 。

步驟6：繞組設計

根據(jù)各繞組的RMS電流和考慮集膚效應，選擇合適的線規(guī)（例如，AWG）和導線類型（如單股漆包線或多股利茲線）。合理的繞組結構，如“三明治”繞法，可以降低漏感 。

3.3. 輸出整流與濾波

輸出二極管選擇： 次級側需要能夠承受反向電壓尖峰的整流二極管。反向電壓為$V_{R} = V_{out} + V_{in_max}/N_{ps}$。對于+15V輸出，反向電壓約為$15V + 1200V/9 approx 148V$。應選擇具有足夠電壓裕量（如200V或更高）的快恢復二極管或肖特基二極管。

輸出電容計算： 輸出濾波電容$C_{out}$根據(jù)可接受的輸出電壓紋波$Delta V_{out}$來計算。電容值需足夠大，以在MOSFET開啟期間為負載提供能量。

3.4. RCD鉗位電路設計

RCD鉗位電路對于保護MOSFET至關重要，它能吸收并耗散由變壓器漏感$L_{lk}$引起的電壓尖峰能量。

變壓器的漏感與鉗位電路的設計是一個耦合問題。漏感中存儲的能量$E_{lk} = 0.5 cdot L_{lk} cdot I_{pk_pri}^2$必須在每個開關周期內(nèi)被鉗位電阻耗散掉，這部分功耗$P_{clamp} = E_{lk} cdot f_{sw}$是電源的一個重要損耗來源 。雖然通過優(yōu)化變壓器繞組結構（如交錯繞法）可以減小漏感，但這會增加繞組間的寄生電容，可能惡化共模EMI噪聲 。因此，設計者需要在鉗位損耗、EMI性能和變壓器制造復雜性之間做出權衡。對于SiC器件的快速開關特性，這一權衡尤為關鍵。本設計將基于典型的漏感值（占初級電感的1-2%）進行計算。

RCD鉗位電路計算步驟：

估算漏感 ($L_{lk}$): 假設$L_{lk}$為$L_p$的1.5%，即$L_{lk} approx 15.6~mu H$。

設定鉗位電壓 ($V_{clamp}$): 設定鉗位電容上的電壓。該電壓加上輸入電壓$V_{in_max}$構成了MOSFET承受的最大電壓。為保證可靠性，設定MOSFET最大電壓應力為1500V，則$V_{clamp} = 1500V - V_{in_max} = 1500V - 1200V = 300V$。

計算鉗位電阻 ($R_{clamp}$): 鉗位電阻耗散的功率為 ：

$$P_{clamp} = frac{1}{2} L_{lk} cdot I_{pk_pri}^2 cdot f_{sw} = frac{1}{2} (15.6mu H) cdot (0.549A)^2 cdot 150000Hz approx 0.35~W$$

電阻值為：

$$R_{clamp} = frac{V_{clamp}^2}{P_{clamp}} = frac{(300V)^2}{0.35W} approx 257~kOmega$$

選擇一個標稱值為240kΩ、功率大于0.5W的電阻。

計算鉗位電容 ($C_{clamp}$): 鉗位電容的作用是維持鉗位電壓的穩(wěn)定。其電壓紋波$Delta V_{clamp}$應足夠?。ㄈ?10%）。

$$C_{clamp} geq frac{V_{clamp}}{R_{clamp} cdot Delta V_{clamp} cdot f_{sw}} = frac{300V}{240kOmega cdot (300V cdot 10%) cdot 150000Hz} approx 277~pF$$

選擇一個標稱值為330pF、耐壓足夠高（如400V）的電容。

選擇鉗位二極管： 必須選用一個能夠承受峰值電壓（約1500V）且反向恢復速度快的超快恢復二極管。

第4節(jié) 控制與柵極驅動電路設計

高效、可靠的控制和驅動電路是發(fā)揮SiC MOSFET性能優(yōu)勢的先決條件。本節(jié)將詳細闡述控制器、隔離柵極驅動器及其偏置電源的設計。

4.1. 反激控制器選擇

為了簡化設計、提高集成度和可靠性，本設計將采用集成初級側調(diào)節(jié)（Primary-Side Regulation, PSR）功能的現(xiàn)代反激控制器。

PSR控制器通過在MOSFET關斷期間監(jiān)測變壓器輔助繞組的電壓來推斷輸出電壓，從而省去了傳統(tǒng)方案中用于反饋的光電耦合器和次級側的電壓基準（如TL431）。這種架構的優(yōu)勢在于：

減少元器件數(shù)量： 降低了BOM成本和PCB占用面積。

提高可靠性： 消除了光耦這一具有明顯老化效應的器件，提升了電源的長期可靠性。

簡化隔離設計： 反饋信號無需跨越隔離帶，簡化了PCB布局。

許多PSR控制器還集成了多種保護功能和輕載下的脈沖串模式（Burst Mode），有助于實現(xiàn)低待機功耗 。

第5節(jié) PCB布局與EMI抑制策略

對于采用高速SiC器件的電源系統(tǒng)，PCB布局不再僅僅是連接元器件，而是決定系統(tǒng)性能、可靠性和電磁兼容性（EMC）的關鍵環(huán)節(jié)。不佳的布局會完全抵消SiC器件的性能優(yōu)勢。

5.1. SiC的高性能PCB布局實踐

最小化功率回路： 由輸入電容、B2M600170R、變壓器初級繞組和返回路徑構成的功率主回路，其物理面積必須盡可能小、路徑盡可能短。這能最大限度地減小寄生電感，而寄生電感是產(chǎn)生電壓過沖和振蕩的根本原因 17。應采用寬而短的覆銅路徑，并在相鄰層使用返回平面來抵消磁場。

最小化柵極驅動回路： 從UCC21520的輸出引腳，經(jīng)過柵極電阻，到MOSFET的柵極引腳，再從開爾文源極引腳返回到驅動器地，這個回路的寄生電感直接影響開關速度和柵極信號的完整性。該回路必須極度短小，并且去程和返程路徑應在PCB的相鄰層上緊密重疊布線，以利用磁場對消效應將電感降至最低 。

開爾文源極的正確連接： 必須嚴格遵守開爾文連接的原則。柵極驅動的返回路徑僅連接到B2M600170R的開爾文源極引腳（第2腳）。而主功率電流則通過功率源極引腳（第3-7腳）返回。這兩條返回路徑在PCB上必須保持物理分離，絕不能在靠近器件處混合 。

元器件布局： 反激控制器和柵極驅動器的去耦電容必須緊靠其各自的電源引腳放置，以提供低阻抗的瞬時電流。RCD鉗位電路的電阻、電容和二極管應盡可能靠近MOSFET的漏極引腳，以最快地吸收漏感能量。

TO-263B-7的熱管理布局： B2M600170R的散熱主要通過其漏極的大焊盤傳導至PCB。因此，PCB上必須設計一個與該焊盤相連的大面積銅箔層。同時，在該銅箔區(qū)域密集布置散熱過孔陣列，將熱量有效地傳導至PCB的內(nèi)層和底層的大面積接地或電源平面，從而利用整個PCB作為散熱器 。

爬電距離與電氣間隙： 布局時必須嚴格遵守高壓安全標準（如IEC 60664-1）。在PCB的初級（高壓）側和次級（低壓）側之間，必須保持足夠的物理距離，包括沿絕緣表面測量的爬電距離和通過空氣測量的電氣間隙，以防止高壓擊穿 。

5.2. EMI抑制與濾波

對于高速開關的SiC變換器，EMI是一個嚴峻的挑戰(zhàn)。布局設計本身就是最重要的EMI抑制手段之一。

在為B2M600170R進行布局時，存在一個典型的設計沖突：散熱需求與EMI抑制之間的矛盾。最佳的散熱方案要求在漏極焊盤連接一個巨大、完整的銅箔平面 。然而，漏極節(jié)點是電路中$dV/dt$最高的節(jié)點，大面積的銅箔在此處會形成一個高效的“天線”，向外輻射高頻噪聲。同時，它也會增加對地（或其他電路節(jié)點）的寄生電容，成為共模噪聲耦合的主要路徑 。

解決這一沖突的專業(yè)方法并非簡單地最大化銅箔面積，而是進行智能化整形。推薦的布局策略是：在頂層僅保留一個與漏極焊盤尺寸匹配的“最小化銅島”，然后立即通過密集的散熱過孔將熱量傳導至內(nèi)層的屏蔽地平面。這些內(nèi)層平面可以被外層的初級地平面“包圍”，形成屏蔽結構。這種設計在保證熱量有效傳導的同時，顯著減小了高$dV/dt$節(jié)點的輻射面積，從而在散熱和EMI性能之間取得了平衡。

輸入EMI濾波器設計： 為了抑制傳導發(fā)射，滿足CISPR 32等EMC標準，必須在電源輸入端設計一個完整的EMI濾波器。通常采用一個兩級濾波器，包含X電容（抑制差模噪聲）、Y電容（抑制共模噪聲）和共模電感 。

變壓器屏蔽繞組： 在變壓器設計中，可以在初級繞組和次級繞組之間加入一個屏蔽層（通常是一層銅箔或一個單層繞組），并將其連接到初級地。這個屏蔽層可以有效地攔截通過繞組間寄生電容耦合的共模噪聲電流，并將其旁路回源端，從而極大地改善EMI性能 。

第6節(jié) 設計綜合與性能預測

本節(jié)將匯總前述所有設計環(huán)節(jié)，給出一個完整的設計方案，并對關鍵性能指標進行預測。

6.1. 最終原理圖與物料清單（BOM）

最終的電路設計將集成所有子模塊：基于B2M600170R的功率級、RCD鉗位電路、PSR反激控制器、以UCC21520為核心的隔離柵極驅動器、以及為其供電的隔離偏置電源。

表3：關鍵物料清單（BOM）

6.2. 性能預測總結

基于詳細的理論計算和元器件選型，可以對該輔助電源的關鍵性能指標進行預測。

表4：預測性能指標

6.3. 結論與后續(xù)步驟

深圳市傾佳電子有限公司（簡稱“傾佳電子”）是聚焦新能源與電力電子變革的核心推動者：
傾佳電子成立于2018年，總部位于深圳福田區(qū)，定位于功率半導體與新能源汽車連接器的專業(yè)分銷商，業(yè)務聚焦三大方向：
新能源：覆蓋光伏、儲能、充電基礎設施；
交通電動化：服務新能源汽車三電系統(tǒng)（電控、電池、電機）及高壓平臺升級；
數(shù)字化轉型：支持AI算力電源、數(shù)據(jù)中心等新型電力電子應用。
公司以“推動國產(chǎn)SiC替代進口、加速能源低碳轉型”為使命，響應國家“雙碳”政策（碳達峰、碳中和），致力于降低電力電子系統(tǒng)能耗。
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傾佳電子詳細闡述了一款基于1700V SiC MOSFET B2M600170R的高可靠性、寬輸入范圍反激式輔助電源的完整設計流程。通過采用先進的SiC器件、PSR控制技術和高性能隔離柵極驅動方案，該設計在效率、功率密度和可靠性方面均達到了業(yè)界領先水平。1700V SiC MOSFET的應用，使得該電源方案成為一個可覆蓋多種高壓應用的通用平臺，具有極高的工程價值。

后續(xù)步驟建議：

原型制作： 嚴格按照第5節(jié)中詳述的PCB布局準則制作硬件原型。

關鍵波形測試： 在原型機上電調(diào)試時，需密切關注關鍵節(jié)點的波形，包括MOSFET的柵源電壓$V_{GS}$、漏源電壓$V_{DS}$以及初級峰值電流$I_{pk_pri}$。

參數(shù)優(yōu)化： 在實際測試中，對柵極電阻$R_{G(on)}$、$R_{G(off)}$以及RCD鉗位電路的元件值進行迭代微調(diào)，以在開關速度、電壓過沖和EMI噪聲之間取得最佳平衡。

熱性能驗證： 在滿載和最差輸入條件下進行長時間熱測試，通過紅外熱像儀驗證MOSFET、變壓器和鉗位電阻的溫升是否在設計規(guī)格內(nèi)。

EMC測試： 將最終原型送至專業(yè)實驗室進行傳導和輻射發(fā)射測試，驗證EMI濾波器的設計效果。

通過以上嚴謹?shù)脑O計與驗證流程，可以成功開發(fā)出一款滿足工業(yè)、光伏、儲能和電動汽車領域嚴苛要求的高性能輔助電源。

審核編輯 黃宇