隨著AI數(shù)據(jù)中心向更高功率密度和更高效能源分配演進(jìn) ，高壓中間母線轉(zhuǎn)換器 ( HV IBC) 正逐漸成為下一代云計(jì)算供電架構(gòu)中的關(guān)鍵器件。

本文針對(duì)橫向GaN HEMT 、 碳化硅MOSFET 及SiC Cascode JFET (CJFET ) 三類寬禁帶功率器件， 在近1 MHz 高頻開關(guān)條件下用于高壓母線轉(zhuǎn)換器的性能展開對(duì)比分析。 重點(diǎn)評(píng)估了導(dǎo)通損耗、 開關(guān)特性、 柵極電荷損耗及緩沖電路需求等關(guān)鍵指標(biāo)。 同時(shí)， 本文亦探討了三種諧振轉(zhuǎn)換器拓?fù)洹询B式LLC 、 單相LLC 與三相LLC ——對(duì)其系統(tǒng)效率與元件數(shù)量的影響。

仿真結(jié)果表明， 盡管三類半導(dǎo)體器件的系統(tǒng)總損耗相近， 但CJFET 因結(jié)構(gòu)簡單、 驅(qū)動(dòng)便捷， 在成本方面具備顯著優(yōu)勢 。 在拓?fù)浔容^中， 三相LLC 通過有效降低RMS 電流并減少元件數(shù)量， 表現(xiàn)出更優(yōu)的綜合性能。 本研究為未來高壓 IBC設(shè)計(jì)中半導(dǎo)體選型與拓?fù)渑渲锰峁┝死碚撘罁?jù)， 安森美( onsemi ) 正開展相關(guān)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證工作。

本文為第一篇，將介紹高壓IBC中的半導(dǎo)體技術(shù)、器件的關(guān)鍵評(píng)估指標(biāo)包括導(dǎo)通損耗、 開關(guān)特性與緩沖電路等。

引言

當(dāng)前， 云計(jì)算供電架構(gòu)正朝著更高傳輸電壓的方向演進(jìn)。這一趨勢不僅體現(xiàn)在數(shù)據(jù)中心與電網(wǎng)的連接方式上 ——將通過固態(tài)變壓器直接接入中壓電網(wǎng)， 也體現(xiàn)在數(shù)據(jù)中心內(nèi)部的電力分配系統(tǒng)中——其正逐步轉(zhuǎn)向高壓直流配電架構(gòu) 。 在該架構(gòu)下， 計(jì)算托盤將直接連接至 800 V直流母線， 隨后通過高壓IBC將電壓降至50V或12V， 為下游負(fù)載供電。

高壓IBC具備以下關(guān)鍵特性：

? 實(shí)現(xiàn)電壓降壓(16:1或64:1變換比)

? 提供電氣隔離以保障安全

? 非穩(wěn)壓輸出

? 具備短時(shí)過載能力

? 超緊湊的外形尺寸

? 轉(zhuǎn)換效率高

本白皮書將重點(diǎn)圍繞實(shí)現(xiàn)上述目標(biāo)的轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與半導(dǎo)體技術(shù)展開探討。 內(nèi)容主要聚焦于原邊的拓?fù)溥x擇與半導(dǎo)體器件;副邊假定采用低壓硅基 MOSFET ， 并配置為中心抽頭電流倍增器或全橋結(jié)構(gòu)。

半導(dǎo)體技術(shù)

為滿足高壓IBC在小型化設(shè)計(jì)中無源元件的布局要求 ， 系統(tǒng)需以極高的開關(guān)頻率(接近1 MHz ) 運(yùn)行。 因此可選的半導(dǎo)體器件被限定為寬禁帶器件， 主要包括：氮化鎵高電子遷移率晶體管(GaN HEMT ) 、 碳化硅金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管 ( SiC MOSFET ) 以及 SiC Cascode JFET(CJFET ) 。 在本應(yīng)用中 ， 上述器件的關(guān)鍵評(píng)估指標(biāo)集中于導(dǎo)通損耗、 開關(guān)特性與成本三個(gè)方面。

導(dǎo)通損耗

這三種器件在導(dǎo)通狀態(tài)下均可用電阻 R ds,on 來表征( 與IGBT 等具有恒定導(dǎo)通壓降的器件不同 ) 。 因此， 其導(dǎo)通損耗與流經(jīng)電流的平方成正比：

Pcon = Rds,on x I2ds (方程1)

Rds,on 會(huì)隨溫度升高而增加， 其標(biāo)稱值僅適用于25°C的結(jié)溫。 下表對(duì)比了典型GaN 器件、 安森美M3S 650 V器件以及安森美第四代CJFET 750 V器件的導(dǎo)通電阻隨溫度上升的情況。

表1.不同結(jié)溫下的Rds,on值

在為特定應(yīng)用確定正確的 Rds,on值時(shí)， 必須考慮這種增加 。

開關(guān)特性

在“轉(zhuǎn)換器拓?fù)洹?一節(jié)中探討的所有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)均受益于軟開關(guān)特性， 其固定電流可在轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)階段進(jìn)行優(yōu)化。 在開關(guān)轉(zhuǎn)換瞬間， 諧振電流為零， 僅勵(lì)磁電流流通， 而該電流可通過調(diào)整變壓器勵(lì)磁電感(例如改變氣隙) 等參數(shù)靈活控制。

因此， 三種半導(dǎo)體技術(shù)在開關(guān)過程中產(chǎn)生的損耗可忽略不計(jì)。然而， 其寄生電容仍顯著影響開關(guān)軌跡。 .影響開關(guān)特性的主要差異源于器件的輸出電容 ( COSS ) 。通常， SiC MOSFET 具有較大的 COSS ， 這是由于其需要更大的裸芯尺寸才能實(shí)現(xiàn)與 GaN HEMT 或 SiC CJFET 相當(dāng)?shù)膶?dǎo)通電阻(Rds,on ) ， 如表2所示。 該電容與勵(lì)磁電流共同決定了半導(dǎo)體器件的開關(guān)轉(zhuǎn)換速度。

在此過渡階段， 轉(zhuǎn)換器不傳輸任何功率。 因此， 將其保持在整個(gè)開關(guān)周期的較小比例更為有利 。 對(duì)方程(2) 進(jìn)行時(shí)間變量積分并求解勵(lì)磁電流， 可得到方程(3) 。

該方程可用于計(jì)算在給定時(shí)間(td) 內(nèi)， 根據(jù)半導(dǎo)體器件的電容(COSS ) 完成電壓轉(zhuǎn)換所需的勵(lì)磁電流(Im ) 。 表2列出了各半導(dǎo)體技術(shù)對(duì)應(yīng)的結(jié)果。

達(dá)到該勵(lì)磁電流所需的勵(lì)磁電感， 可通過以下方式推導(dǎo)：對(duì)施加在變壓器原邊的電壓(該電壓由副邊反射而來) 進(jìn)行積分， 再除以所需的勵(lì)磁電流， 如方程(4) 所示。

其中Vout 為輸出電壓， n為變壓器變比， fr為開關(guān)( 諧振)頻率。 表2列出了三種半導(dǎo)體技術(shù)對(duì)應(yīng)的勵(lì)磁電感值。

其次， 在計(jì)算損耗時(shí)， 還需考慮驅(qū)動(dòng)半導(dǎo)體器件導(dǎo)通所需的柵極電荷所引起的輔助損耗。 該電荷值通常在器件數(shù)據(jù)手冊中給出， 將所需柵極電荷乘以柵源電壓 VGS ， 即可得到存儲(chǔ)在柵極上的能量。 該能量在器件每個(gè)開關(guān)周期關(guān)斷時(shí)耗散一次。 存儲(chǔ)能量乘以開關(guān)頻率即為因放電導(dǎo)致的功率損耗( PG ) 。 此外， 柵極電容充電過程中還存在柵極驅(qū)動(dòng)器和電阻產(chǎn)生的額外損耗 ， 本文暫不討論。

表2給出了三種半導(dǎo)體配置對(duì)應(yīng)的上述損耗值： SiC MOSFET 因柵極導(dǎo)通電壓高、柵極電荷大， 其柵極損耗顯著;相比之下 ， CJFET 的柵極損耗約為 SiC MOSFET 的一半， 這得益于其較低的柵極驅(qū)動(dòng)電壓以及由低壓 MOSFET ( 由驅(qū)動(dòng)器直接驅(qū)動(dòng) ) 所帶來的較小柵極電荷;而GaN 器件表現(xiàn)最優(yōu)， 其柵極電荷損耗比前兩者小10~20倍。

表2.一個(gè) 25 mΩ 器件，在以下條件下運(yùn)行的參數(shù)對(duì)比：

Vout = 12.5 V, n = 16, Vdc = 400 V, td = 100 ns

緩沖電路(Snubber )

在快速開關(guān)過程中 ， CJFET 可能因寄生電感 、 電容與快速電壓變化的相互作用而產(chǎn)生振鈴現(xiàn)象。 盡管該拓?fù)溆兄谝种泼桌招?yīng)并提升帶寬， 但同時(shí)會(huì)引入易引發(fā)諧振的高阻抗節(jié)點(diǎn)。 因此， 精心優(yōu)化的PCB 布局與有效的抑制措施對(duì)于控制此類振鈴尤為關(guān)鍵， 常見方法是在晶體管兩端并聯(lián)緩沖電路。

然而， 此類振鈴現(xiàn)象主要源于CJFET 在硬開關(guān)過程中半導(dǎo)體器件間的快速切換。 當(dāng)CJFET 用于軟開關(guān)應(yīng)用時(shí)， 該問題可得到顯著緩解。 圖1展示了 CJFET 在 500 kHz LLC 諧振轉(zhuǎn)換器中運(yùn)行時(shí)的實(shí)測結(jié)果。

圖1. CJFET 在 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器中工作時(shí)的漏源電壓實(shí)測波形

測量在LLC 運(yùn)行開始時(shí)進(jìn)行。 由于運(yùn)行初始階段勵(lì)磁電感未充電， 首次換流是硬開關(guān)方式。 因此， 在未并聯(lián)緩沖電路的情況下， CJFET 的漏源極電壓會(huì)產(chǎn)生振鈴現(xiàn)象 。 然而，僅經(jīng)過兩個(gè)開關(guān)周期后， 勵(lì)磁電流便已足夠大， 能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)的換流。 此后， 無論是否使用緩沖電路， 實(shí)測波形幾乎無明顯差異。

對(duì)于 CJFET 而言， 無需額外配置緩沖電路具有顯著優(yōu)勢：不僅節(jié)省了 PCB 面積和物料成本， 又能消除轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中的一個(gè)損耗來源。

損耗

為基于損耗對(duì)比三種半導(dǎo)體器件的性能， 需進(jìn)行系統(tǒng)級(jí)仿真。 例如， 更大的輸出電容(COSS ) 需更大的勵(lì)磁電流 ，從而增加變壓器銅損 。 圖2展示了堆疊式 LLC 轉(zhuǎn)換器的總損耗， 包括磁芯損耗、 銅損、 柵極驅(qū)動(dòng)損耗以及開關(guān)與導(dǎo)通損耗， 其中所仿真的轉(zhuǎn)換器與“轉(zhuǎn)換器拓?fù)洹?一節(jié)中所述的規(guī)

格和設(shè)計(jì)相匹配。

圖2.采用不同原邊開關(guān)器件的堆疊式LLC 轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)損耗

三種器件的總損耗對(duì)比結(jié)果顯示其性能幾乎相同。 為深入分析， 圖3進(jìn)一步給出了按損耗來源分解的結(jié)果 。 該分解表明， 在此轉(zhuǎn)換器中， 半導(dǎo)體技術(shù)的選擇對(duì)整體損耗影響甚微：GaN HEMT 雖柵極驅(qū)動(dòng)損耗較低， 但其較高的導(dǎo)通電阻導(dǎo)致導(dǎo)通損耗增加， 最終使各類器件的整體表現(xiàn)趨于一致。

圖3.采用不同原邊開關(guān)器件的堆疊式 LLC 轉(zhuǎn)換器在標(biāo)稱功率下的系統(tǒng)損耗來源分解

各損耗來源顏色標(biāo)識(shí)如下：

磁芯損耗：藍(lán)色

PCB 繞組銅損：淺藍(lán)色

副邊柵極電荷損耗：綠色

副邊導(dǎo)通損耗：紫色

原邊柵極電荷損耗：橙色

原邊導(dǎo)通損耗：深藍(lán)色

未完待續(xù)，后續(xù)推文將繼續(xù)介紹轉(zhuǎn)換器拓?fù)洹⑾到y(tǒng)規(guī)格、轉(zhuǎn)換器損耗等。