眾所周知，由于采用了絕緣柵，功率MOSFET器件只需很小的驅(qū)動功率，且開關(guān)速度優(yōu)異?？梢哉f具有“理想開關(guān)”的特性。其主要缺點是開態(tài)電阻(RDS(on))和正溫度系數(shù)較高。本教程闡述了高壓N型溝道功率MOSFET的特性，并為器件選擇提供指導(dǎo)。最后，解釋了Microsemi公司Advanced Power Technology (ATP) MOSFET的數(shù)據(jù)表。

功率MOSFET結(jié)構(gòu)

圖1為APT N型溝道功率MOSFET剖面圖(本文只討論N型溝道MOSFET)。在柵極和源極間加正壓，將從襯底抽取電子到柵極。如果柵源電壓等于或者高于閾值電壓，柵極下溝道區(qū)域?qū)⒎e累足夠多的電子從而產(chǎn)生N型反型層；在襯底形成導(dǎo)電溝道(MOSFET被增強)。電子在溝道內(nèi)沿任意方向流動。電子從源極流向漏極時，產(chǎn)生正向漏極電流。溝道關(guān)斷時，正向漏極電流被阻斷，襯底與漏極之間的反偏PN結(jié)維持漏源之間的電勢差。對于N型MOSFET，正向?qū)〞r，只有電子流，沒有少子。開關(guān)速度僅受限于MOSFET內(nèi)寄生電容的充電和放電速率。因此，開關(guān)速率可以很快，開關(guān)損耗很低。開關(guān)頻率很高時，這讓功率MOSFET具有很高的效率。

圖1：N型溝道MOSFET剖面圖。

開態(tài)電阻

開態(tài)電阻RDS(on)主要受溝道、JFET(積累層)、漂移區(qū)和寄生效應(yīng)(多層金屬，鍵和線和封裝)等因素的影響電壓超過150V時，RDS(on)主要取決于漂移區(qū)電阻。

圖2：RDS(on)與電流的關(guān)系。

高壓MOSFET中RDS(on)?與電流的相關(guān)較弱。電流增大一倍RDS(on)僅提高了6%，見圖2。

圖3：RDS(on)與溫度的關(guān)系。

相反，溫度對RDS(on)的影響很大。如圖3，溫度從25℃升高到125℃，開態(tài)電阻提高近一倍。圖3中曲線的斜率反映了RDS(on)的溫度系數(shù)，由于載流子僅為多子，該溫度系數(shù)永遠為正。隨著溫度的升高，正溫度系數(shù)將使導(dǎo)通損耗按照I2R增大。

功率MOSFET并聯(lián)時，正的RDS(on)溫度系數(shù)可以保證熱穩(wěn)定性，這是其很好的特性。然而，不能保證各分路的電流均勻。這一點容易被誤解。MOSFET易于并聯(lián)正是因為其參數(shù)的分布狹窄，特別是RDS(on)。并且與正溫度系數(shù)相結(jié)合，可避免電流獨占。

如圖4，對于任何給定的芯片尺寸，隨著額定電壓的增大，RDS(on)也會隨之增大。

圖4：歸一化后的RDS(on)與V(BR)DSS的關(guān)系。

對于功率MOS V型和功率MOS 7型MOSFET器件，通過對額定RDS(on)與V(BR)DSS的關(guān)系曲線進行擬和，可發(fā)現(xiàn)RDS(on)增量與V(BR)DSS的平方成正比。這種非線性關(guān)系顯示了降低晶體管導(dǎo)通損耗的可能[2]。

本征和寄生參數(shù)

JFET寄生于MOSFET結(jié)構(gòu)中，見圖1。這對RDS(on)影響很大，并且是MOSFET正常操作的一部分。

本征襯底二極管

襯底和漏之間的PN結(jié)所形成的本征二極管稱為體二極管(見圖1)。由于襯底與源極短接，無法將反向漏極電流關(guān)斷，這樣體二極管構(gòu)成了很大的電流通路。當反向漏極電流流過時，器件導(dǎo)通損耗降低，這是由于電子流過溝道，并且電子和少數(shù)載流子流過體二極管。

本征襯底二極管對于需要反向漏極電流(通常稱為自振蕩電流)通路的電路十分方便，例如：電橋電路。

對于這樣的電路，F(xiàn)REDFET的反向恢復(fù)特性通常都得到了改善。FREDFET是Advanced Power Technology所使用的商標，用來區(qū)分那些采用了額外工藝步驟加快本征襯底二極管反向恢復(fù)特性的MOSFET。FREDFET中沒有使用分離的二極管；僅僅是MOSFET的本征襯底二極管。通過電子輻射(經(jīng)常使用的方法)或者摻雜鉑來控制襯底二極管中少數(shù)載流子的壽命，極大地降低了反向恢復(fù)充電和時間。

FREDFET中額外工藝帶來的負面影響是漏電流的增大，特別是高溫時。然而，考慮到MOSFET開始工作時漏電流比較低，F(xiàn)REDFET帶來的漏電流在PN結(jié)溫度低于150℃時并不顯著。根據(jù)電子輻射劑量的不同，F(xiàn)REDFET的額定RDS(on)可能比所對應(yīng)的MOSFET還要高。FREDFET的襯底二極管正向壓降也會稍微高于所對應(yīng)的MOSFET。對于柵極充電和開關(guān)速度，兩種器件性能相同。下文中，如無特別說明，MOSFET這個詞既可以代表MOSFET，也可以代表FREDFET。

與分立的快恢復(fù)二極管相比，無論是MOSFET還是FREDFET，其反向恢復(fù)性能都顯得很“笨重”。對在125℃工作的硬開關(guān)而言，由于襯底二極管反向恢復(fù)電流造成的開關(guān)損耗比分立快恢復(fù)二極管要高出5倍。造成這種狀況的原因有兩點：

1．對于MOSFET或FREDFET，體二極管的面積相同，但同樣功能的分立二極管面積小很多，這樣反向恢復(fù)充電效應(yīng)減小了很多。

2．對于MOSFET或FREDFET，體二極管并沒有像分立二極管那樣對反向恢復(fù)性能進行優(yōu)化。與常規(guī)硅二極管相似，體二極管反向恢復(fù)充電效應(yīng)以及時間是溫度，電流隨時間的變化率(di/dt)和電流的函數(shù)。體二極管正向壓降，VSD，隨溫度的變化率為2.5 mV/℃。

寄生雙極晶體管

MOSFET結(jié)構(gòu)中還寄生有NPN型雙極晶體管(BJT)，正常工作時并不會開啟。但如果BJT開啟并進入飽和區(qū)，將產(chǎn)生閂鎖效應(yīng)，這時只有從外部關(guān)斷漏極電流才能關(guān)斷MOSFET。閂鎖效應(yīng)產(chǎn)生大量的熱會燒毀器件。

寄生BJT的基極與MOSFET源極短接用來防止閂鎖效應(yīng)，并且如果基極懸空，會極大的降低擊穿電壓(對同樣的RDS(on)?來說)。理論上講，關(guān)斷時會產(chǎn)生極高的電壓變化率(dv/dt)，這是造成閂鎖效應(yīng)的主要原因。然而，對于現(xiàn)代常規(guī)功率MOSFET，電路很難產(chǎn)生如此之高的dv/dt。

如果體二極管導(dǎo)通后反向關(guān)斷，將產(chǎn)生極高的電壓變化率(dv/dt)，這可能會造成寄生BJT開啟。高dv/dt會在器件體區(qū)產(chǎn)生高的少數(shù)載流子(正載流子或者空穴)電流密度，體電阻上所積累的電壓足以開啟寄生BJT。這也是為什么器件會對整流(體二極管反向恢復(fù))dv/dt峰值作限制的原因。由于降低了少數(shù)載流子壽命，F(xiàn)REDFET器件整流dv/dt峰值要高于MOSFET器件。

開關(guān)速度

由于電容不受溫度的影響，因此開關(guān)速度和開關(guān)損耗也同樣不受溫度影響。然而，二極管反向恢復(fù)電流卻隨著溫度提高而增大，因此，溫度效應(yīng)會對大功率電路中的外部二極管(可以是分立二極管和MOSFET或者FREDFET體二極管)造成影響，從而影響開關(guān)損耗。

閾值電壓

閾值電壓，即VGS(th)，表示晶體管關(guān)斷時的電壓。該參數(shù)表示在閾值電壓下，漏極電流可以達到多少毫安培，因此，器件工作在開與關(guān)的臨界狀態(tài)。閾值電壓具有負溫度系數(shù)，這意味著隨著溫度升高，閾值電壓將降低。負溫度系數(shù)會影響開關(guān)延時時間，因此電橋電路對于死時間有要求。

圖5：傳輸特性。

a傳輸特性

圖5為APT50M75B2LL MOSFET的傳輸特性。傳輸特性依賴于溫度和漏極電流。從中可以發(fā)現(xiàn)，100安培以下，柵-源電壓是負溫度系數(shù)(給定漏極電流，隨著溫度升高，柵-源電壓降低)。而在100安培以上，溫度系數(shù)為正。柵-源電壓溫度系數(shù)和漏極電流何時從負值變?yōu)檎祵τ诰€性區(qū)操作十分重要。

擊穿電壓

擊穿電壓具有正的溫度系數(shù)，我們將在后面的章節(jié)討論。

短路能力

數(shù)據(jù)表中通常不會列出抗短路能力。這是因為常規(guī)功率MOSFET的抗短路能力無法與工作于高電流密度下的IGBT或者其他器件相提并論。這樣，我們通常不認為MOSFET和FREDFET具有抗短路的能力。

數(shù)據(jù)表瀏覽

通常使用先進探針技術(shù)(advanced probe technology，ATP)獲得的測試數(shù)據(jù)來選擇合適的器件并預(yù)測器件的性能。通過測試曲線，可以從一組工作狀態(tài)外推到另一組工作狀態(tài)。值得注意的是：測試曲線代表的是典型性能，而非最大或者最小的極端情況。測試得到的性能有時也或多或少的依賴于測試電路；采用不同的測試電路，得到的結(jié)果會有些許差別。

額定最大值

VDSS??C漏-源電壓

在柵源短接，工作溫度為25℃時，漏-源額定電壓(VDSS)是指漏-源未發(fā)生雪崩擊穿前所能施加的最大電壓。根據(jù)溫度的不同，實際雪崩擊穿電壓可能低于額定VDSS。關(guān)于V(BR)DSS的詳細描述請參見靜電學特性。

開關(guān)速度

由于電容不受溫度的影響，因此開關(guān)速度和開關(guān)損耗也同樣不受溫度影響。然而，二極管反向恢復(fù)電流卻隨著溫度提高而增大，因此，溫度效應(yīng)會對大功率電路中的外部二極管(可以是分立二極管和MOSFET或者FREDFET體二極管)造成影響，從而影響開關(guān)損耗。

閾值電壓

閾值電壓，即VGS(th)，表示晶體管關(guān)斷時的電壓。該參數(shù)表示在閾值電壓下，漏極電流可以達到多少毫安培，因此，器件工作在開與關(guān)的臨界狀態(tài)。閾值電壓具有負溫度系數(shù)，這意味著隨著溫度升高，閾值電壓將降低。負溫度系數(shù)會影響開關(guān)延時時間，因此電橋電路對于死時間有要求。

PD?-總功耗

總功耗標定了器件可以消散的最大功耗，可以表示為最大結(jié)溫和管殼溫度為25℃時熱阻的函數(shù)。

式4

線性降低因子與RθJC的倒數(shù)成正比。

TJ, TSTG-工作溫度和存儲環(huán)境溫度的范圍

這兩個參數(shù)標定了器件工作和存儲環(huán)境所允許的結(jié)溫區(qū)間。設(shè)定這樣的溫度范圍是為了滿足器件最短工作壽命的要求。如果確保器件工作在這個溫度區(qū)間內(nèi)，將極大地延長其工作壽命。

EAS-單脈沖雪崩擊穿能量

如果電壓過沖值(通常由于漏電流和雜散電感造成)未超過擊穿電壓，則器件不會發(fā)生雪崩擊穿，因此也就不需要消散雪崩擊穿的能力。雪崩擊穿能量標定了器件可以容忍的瞬時過沖電壓的安全值，其依賴于雪崩擊穿需要消散的能量。

定義額定雪崩擊穿能量的器件通常也會定義額定EAS。額定雪崩擊穿能量與額定UIS具有相似的意義。EAS標定了器件可以安全吸收反向雪崩擊穿能量的高低。

測試電路的條件在標注中標明，EAS等于

式5

L是電感值，iD為電感上流過的電流峰值，其會突然轉(zhuǎn)換為測量器件的漏極電流。電感上產(chǎn)生的電壓超過MOSFET擊穿電壓后，將導(dǎo)致雪崩擊穿。雪崩擊穿發(fā)生時，即使MOSFET處于關(guān)斷狀態(tài)，電感上的電流同樣會流過MOSFET器件。電感上所儲存的能量與雜散電感上存儲，由MOSFET消散的能量類似。

MOSFET并聯(lián)后，不同器件之間的擊穿電壓很難完全相同。通常情況是：某個器件率先發(fā)生雪崩擊穿，隨后所有的雪崩擊穿電流(能量)都從該器件流過。

EAR?-重復(fù)雪崩能量

重復(fù)雪崩能量已經(jīng)成為“工業(yè)標準”，但是在沒有設(shè)定頻率，其它損耗以及冷卻量的情況下，該參數(shù)沒有任何意義。散熱(冷卻)狀況經(jīng)常制約著重復(fù)雪崩能量。對于雪崩擊穿所產(chǎn)生的能量高低也很難預(yù)測。

額定EAR的真實意義在于標定了器件所能承受的反復(fù)雪崩擊穿能量。該定義的前提條件是：不對頻率做任何限制，從而器件不會過熱，這對于任何可能發(fā)生雪崩擊穿的器件都是現(xiàn)實的。在驗證器件設(shè)計的過程中，最好可以測量處于工作狀態(tài)的器件或者熱沉的溫度，來觀察MOSFET器件是否存在過熱情況，特別是對于可能發(fā)生雪崩擊穿的器件。

IAR?-?雪崩擊穿電流

對于某些器件，雪崩擊穿過程中芯片上電流集邊的傾向要求對雪崩電流IAR進行限制。這樣，雪崩電流變成雪崩擊穿能量規(guī)格的“精細闡述”；其揭示了器件真正的能力。

靜態(tài)電特性

V(BR)DSS：漏-源擊穿電壓

V(BR)DSS（有時候叫做BVDSS）是指在特定的溫度和柵源短接情況下，流過漏極電流達到一個特定值時的漏源電壓。這種情況下的漏源電壓為雪崩擊穿電壓。

如圖8所示，V(BR)DSS是正溫度系數(shù)，溫度高時的MOSFET漏源擊穿電壓比溫度低時要大，實際上，溫度低時V(BR)DSS小于25℃時的漏源電壓的最大額定值。例如圖18，在-50℃, V(BR)DSS大約是25℃時最大漏源額定電壓的90%。

圖8.?歸一化后的雪崩擊穿電壓隨溫度的變化

VGS(th)：閾值電壓

VGS(th)是指加的柵源電壓能使漏極開始有電流或者關(guān)斷MOSFET時停止流過電流時的電壓，測試的條件（漏極電流，漏源電壓，結(jié)溫）也是有規(guī)格的。正常情況下，所有的MOS柵極器件的閾值電壓都會有所不同。因此，VGS(th)的變化范圍是規(guī)定好的。正如前面所討論過在溫度的影響下，VGS(th)是負溫度系數(shù)，這就意味著當溫度上升時，MOSFET將會在比較低的柵源電壓下開啟。

RDS(on)：導(dǎo)通電阻

RDS(on)是指在特定的漏電流（通常為ID電流的一半）、柵源電壓和25℃的情況下測得的漏-源電阻，除非另有規(guī)定。

IDSS：零柵壓漏極電流

IDSS是指在當柵源電壓為零時，在特定的漏源電壓下的漏源之間泄漏電流。既然泄漏電流隨著溫度的增加而增大，IDSS在室溫和高溫下都有規(guī)定。漏電流造成的功耗可以用IDSS乘以漏源之間的電壓計算，通常這部分功耗可以忽略不計。

IGSS —柵源漏電流

IGSS是指在特定的柵源電壓情況下流過柵極的漏電流

動態(tài)特性

從圖九可以看出功率管的寄生電容分布情況，電容的大小由功率管的結(jié)構(gòu)，材料和所加的電壓決定。這些電容和溫度無關(guān)，所以功率管的開關(guān)速度對溫度不敏感（除閾值電壓受溫度影響產(chǎn)生的次生效應(yīng)外）

圖9.?功率管的電容分布圖

由于器件里的耗盡層受到了電壓影響，電容Cgs和Cgd隨著所加電壓的變化而變化。然而相對于Cgd，Cgs受電壓的影響非常小，Cgd受電壓影響程度是Cgs的100倍以上。

如圖10所示為一個從電路角度所看到的本征電容。受柵漏和柵源電容的影響，感應(yīng)到的dv/dt會導(dǎo)致功率管開啟。

圖10.?功率管的本征電容

簡單的說，Cgd越小對由于dv/dt所導(dǎo)致的功率管開啟的影響越少。同樣Cgs?和Cgd形成了電容分壓器，當Cgs?與Cgd比值大到某個值的時候可以消除dv/dt所帶來的影響，閾值電壓乘以這個比值就是可以消除dv/dt所導(dǎo)致功率管開啟的最佳因數(shù)，APT功率MOSFET在這方面領(lǐng)先這個行業(yè)。

Ciss?：輸入電容

將漏源短接，用交流信號測得的柵極和源極之間的電容就是輸入電容。Ciss是由柵漏電容Cgd和柵源電容Cgs并聯(lián)而成，或者

Ciss = Cgs +Cgd

當輸入電容充電致閾值電壓時器件才能開啟，放電致一定值時器件才可以關(guān)斷。因此驅(qū)動電路和Ciss對器件的開啟和關(guān)斷延時有著直接的影響。

Coss?：輸出電容

將柵源短接，用交流信號測得的漏極和源極之間的電容就是輸出電容。Coss是由漏源電容Cds和柵漏電容Cgd并聯(lián)而成，或者

Coss = Cds +?Cgd

對于軟開關(guān)的應(yīng)用，Coss非常重要，因為它可能引起電路的諧振

Crss?：反向傳輸電容

在源極接地的情況下，測得的漏極和柵極之間的電容為反向傳輸電容。反向傳輸電容等同于柵漏電容。

Cres =?Cgd

反向傳輸電容也常叫做米勒電容，對于開關(guān)的上升和下降時間來說是其中一個重要的參數(shù)，他還影響這關(guān)斷延時時間。

圖11是電容的典型值隨漏源電壓的變化曲線.

圖11. APT50M75B2LL的電容VS電壓曲線

電容隨著漏源電壓的增加而減小，尤其是輸出電容和反向傳輸電容。

Qgs, Qgd,?和?Qg?：柵電荷

柵電荷值反應(yīng)存儲在端子間電容上的電荷，既然開關(guān)的瞬間，電容上的電荷隨電壓的變化而變化，所以設(shè)計柵驅(qū)動電路時經(jīng)常要考慮柵電荷的影響。

請看圖12，Qgs從0電荷開始到第一個拐點處，Qgd是從第一個拐點到第二個拐點之間部分（也叫做“米勒”電荷），Qg是從0點到vGS等于一個特定的驅(qū)動電壓的部分。

圖12.?柵源電壓和柵電荷的函數(shù)曲線

漏電流和漏源電壓的變化對柵電荷值影響比較小，而且柵電荷不隨溫度的變化。測試條件是規(guī)定好的。柵電荷的曲線圖體現(xiàn)在數(shù)據(jù)表中，包括固定漏電流和變化漏源電壓情況下所對應(yīng)的柵電荷變化曲線。在圖12中平臺電壓VGS(pl)隨著電流的增大增加的比較?。S著電流的降低也會降低）。平臺電壓也正比于閾值電壓，所以不同的閾值電壓將會產(chǎn)生不同的平臺電壓。

開關(guān)電阻時間

完全是因為歷史原因，這個指標才會包括在數(shù)據(jù)表中。

td(on)?：導(dǎo)通延時時間

導(dǎo)通延時時間是從當柵源電壓上升到10%柵驅(qū)動電壓時到漏電流升到規(guī)定電流的10%時所經(jīng)歷的時間。

td(off)?：關(guān)斷延時時間

關(guān)斷延時時間是從當柵源電壓下降到90%柵驅(qū)動電壓時到漏電流降至規(guī)定電流的90%時所經(jīng)歷的時間。這顯示電流傳輸?shù)截撦d之前所經(jīng)歷的延遲。

tr?：上升時間

上升時間是漏極電流從10%上升到90%所經(jīng)歷的時間。

tf?：下降時間

下降時間是漏極電流從90%下降到10%所經(jīng)歷的時間。

開關(guān)感應(yīng)能量

在現(xiàn)實的功率變換器中，由于開關(guān)電阻數(shù)據(jù)難以反應(yīng)開關(guān)能量，ATP很多的MOSFET和FREDFET包含了開關(guān)感應(yīng)能量的數(shù)據(jù)。這樣對于電源設(shè)計人員來說非常方便，他們可以直接對比MOSFET或FREDFET與另外晶體管，甚至是另一種技術(shù)的例如IGBT，或者大多數(shù)成功應(yīng)用的功率管在這方面性能。

圖13為開關(guān)電感測試電路圖。是一種低占空比的脈沖測試，這樣可以在下一個周期來臨之前使電感的能量完全泄放，自身發(fā)熱也就可以被忽略。被測器件和嵌位二極管的溫度可以由溫度強制系統(tǒng)來調(diào)節(jié)。

圖13.?開關(guān)電感損耗的測試電路

下面的測試條件在一個動態(tài)特性表格中被定義：VDD如圖13，測試電流，柵驅(qū)動電壓，柵電阻，還有結(jié)溫。注意的是門極電阻包括驅(qū)動?xùn)艠OIC的阻抗。大部分原因是由于測試電路中二極管的存在，開關(guān)時間和開關(guān)能耗會隨溫度變化，所以在室溫和高溫的情況下分別進行了數(shù)據(jù)測試，高溫測試時要將二極管和被測器件一起加熱。曲線圖也會提供開關(guān)時間和開關(guān)能耗與漏電流和門極電阻的關(guān)系曲線。延遲時間和電流上升下降時間與開關(guān)電阻的定義一樣。

數(shù)據(jù)表中的實際開關(guān)波形用于解釋被測參數(shù)的變化情況，圖14為導(dǎo)通時的波形及定義，由于實際應(yīng)用電壓和數(shù)據(jù)表中開關(guān)能量的測試電壓之間的不同，開關(guān)能量也會不同。例如，如果測試電壓為330伏，而應(yīng)用電壓為400伏，那么實際的開關(guān)能量就是用數(shù)據(jù)表中的開關(guān)能量值乘以400/330。

圖14.?導(dǎo)通波形及定義

開關(guān)時間和能量與電路的其他器件和漏感有很大關(guān)系。二極管尤其對導(dǎo)通能量產(chǎn)生很多影響。串聯(lián)進源極的漏感對開關(guān)時間和能量有明顯的影響。因此在數(shù)據(jù)表中的開關(guān)時間和開關(guān)能量的值和曲線只是典型情況，這些曲線有可能與實際的電源電路或馬達驅(qū)動電路的測試結(jié)果有所不同。

Eon?：存在二極管情況下的開關(guān)導(dǎo)通能量

Eon為嵌位電感導(dǎo)通能量包含被測器件整流二極管的反向恢復(fù)電流產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗。注意的是FREDFET，在橋式開關(guān)電路應(yīng)用中，由于體二極管的影響使其不能迅速關(guān)斷，所以這種情況下的導(dǎo)通能量是使用快速恢復(fù)二極管的的5倍，測試電路和圖13類似。

開關(guān)導(dǎo)通能量是對漏電流和漏源電壓的積分，積分范圍是從漏電流上升到測試電流的5%或10%到電壓下降到測試電壓的5%區(qū)間。出于儀器分辨率的考慮，在不影響精度和可靠性前提下將積分區(qū)間設(shè)置在5%到10%的上升電流到5%的下降電壓之間，如圖14。

Eoff?：開關(guān)關(guān)斷能量

這是嵌位電感關(guān)斷能量，圖13為測試電路，圖15為關(guān)斷波形和定義。Eoff是對漏電流和漏源電壓的積分，積分范圍是從柵源電源降至90%到漏電流達到0這個區(qū)間。測試關(guān)斷能量的方法與JEDEC（全球半導(dǎo)體標準組織）的24-1號標準一致。

圖15.?關(guān)斷波形及定義

熱-機械特性

RθJC：結(jié)到管殼的熱阻

熱阻是從芯片的表面到器件外部之間的電阻，功率損失的結(jié)果是使器件自身產(chǎn)生熱量，熱阻就是要將芯片產(chǎn)生的熱量和功耗聯(lián)系起來。注意ATP的熱阻測試顯示管殼的塑料部分與金屬部分的溫度相同。

最大的RθJC值留有一定的裕度以應(yīng)對生產(chǎn)工藝的變化。由于制作工藝的提高，工業(yè)上趨向于減小最大R?JC和典型值之間的裕度。通常情況下這個裕度的值不會公布。

ZθJC?：結(jié)到管殼瞬態(tài)熱阻抗

瞬態(tài)熱阻抗主要考慮的是器件的熱容，所以它可以用做評估由于瞬態(tài)功率損失所產(chǎn)生的當前的溫度。

熱阻測試儀給被測器件提供不同占空比的脈沖，等待結(jié)溫在各脈沖之間穩(wěn)定下來。這種測試‘單脈沖’瞬態(tài)熱阻抗響應(yīng)。用這種方法我們可以擬合出電阻-電容的模型。圖16為瞬態(tài)熱阻抗RC模型。其他一些數(shù)據(jù)表中電阻電容是以并聯(lián)的形式體現(xiàn)的，但這種表示方法是錯誤的。在圖16中，這些電容被接地，器件的值沒有變化。在這個模型中，對于中間級節(jié)點沒有實際的物理意義。不同的電阻電容對主要是為了更好的與實際測量的熱阻數(shù)據(jù)相對應(yīng)。

圖16.?瞬態(tài)熱阻抗RC模型

為了用RC模型對溫度上升時進行仿真，可以提供一個電流源，電流源的幅度就是MOSFET消耗的大小，于是就可以用PSPICE或其他電子仿真軟件隨意設(shè)置輸入消耗的功率大小。如圖16所示，通過調(diào)節(jié)ZEXT（由ZEXT調(diào)節(jié)到短路），就可以估算結(jié)-殼溫度上升情況。

數(shù)據(jù)表中的瞬態(tài)熱阻抗的‘全家福曲線’是根據(jù)RC熱阻抗模型用簡單的矩形脈沖仿真得到。圖17為所舉的一個例子。對于一個矩形功率脈沖，你可以用‘全家福曲線’去估算溫度上升的峰值，這種方法在電源中非常常見。然而，由于最小脈沖寬度是10微秒，所以圖標中只是開關(guān)頻率小于100 kHz的情況。在更高的頻率可以簡單用熱阻RθJC

圖17?熱阻抗的‘全家福曲線

數(shù)據(jù)表中的例子推導(dǎo)

假設(shè)在一個開關(guān)電源的應(yīng)用中，我們想在200KHz、400V、35%平均占空比的情況下，硬開關(guān)電流為15安培，門極電壓為15V，導(dǎo)通時門極電阻為15Ω，關(guān)斷時的門極電阻為5Ω。假設(shè)我們想讓結(jié)溫最大達到112?℃，保持殼的溫度維持在75℃。用一個耐壓500V的器件，在應(yīng)用電壓和VDSS之間只有100V的裕度。在400V的總線上面，這么小的裕度是足夠的，因為MOSFET很大的雪崩擊穿能力可以使這條總線是安全的。它是一種連續(xù)升壓模式，因此沒必要用有更快反向恢復(fù)體二極管的FREDFET；用MOSFET的效果也將會很好。你會選那種器件呢？

既然是一個關(guān)于高頻的應(yīng)用，功率MOS 7型將是最好的選擇，讓我們看一下APT50M75B2LL，它的電流能力為57A，比所需開關(guān)電流的3倍還多，在高頻開關(guān)和硬開關(guān)的考慮中應(yīng)該是優(yōu)先考慮的。我們將會估算傳輸損耗，開關(guān)損耗，和要看是否產(chǎn)生的熱量可以快速散發(fā)掉。總功耗的計算公式為

在112℃時的RDS(on)是室溫下的1.8倍（參照圖3）。所以傳輸損耗為Pconduction =1.8-0.075Ω：15A：0.35 =10.6W

對于開關(guān)損耗，我們可以在圖18中看到在125℃下開關(guān)損耗和電流的關(guān)系圖。即使我們應(yīng)用的要求最大值為112℃結(jié)溫，這個圖表已經(jīng)足夠能滿足需要，因為電路中除了二極管對溫度比較敏感外，MOSFET的開關(guān)能量受溫度影響比較小，所以在112℃?和?125℃之間將不會發(fā)生大的變化。在任何情況下，我們都是在進行保守的估算。

圖18. APT50M75B2LL的感應(yīng)開關(guān)損耗

從圖18可以看出，在15A時，Eon大約為300 μJ, Eoff大約為100 μJ。這些是在330V的情況下測試得到。而我們的應(yīng)用電壓為400V。所以開關(guān)能量可以計算為：

圖18中的數(shù)據(jù)是在導(dǎo)通時門極電阻為15Ω和關(guān)斷時的門極電阻為5Ω的情況下測得。所以我們可以得到開關(guān)能量隨門極電阻變化曲線。如圖19.

圖19.?開關(guān)能量?VS?門極電阻

即使圖19中測試電流比我們應(yīng)用電流要大，對于我們的情況，開關(guān)能量可以從圖19中按一定比例得到。從5Ω?到?15 Ω，Eon變化的系數(shù)為1.2（大約1500μJ / 1250μJ，在圖19中可以看到）。電壓的修正數(shù)據(jù)可以查看圖18，我們得到Eon =1.2-364μJ = 437μJ

開關(guān)損耗為

Pswitch = fswitch：( Eon + Eoff) = 200kHz-(437μJ +121μJ) = 112W

Pconduction +Pswitch = 123W ,這個數(shù)據(jù)在要求結(jié)溫小于112℃，殼溫75℃的范圍之內(nèi)。所以APT50M70B2LL滿足這個應(yīng)用例子的要求。用同樣的計算方法可以看看是否小一點的MOSFET可以滿足要求。實際應(yīng)用中的開關(guān)損耗要比單個器件的損耗要高的多。為了保持殼溫為75℃，可以在殼和散熱片之間使用用陶瓷結(jié)構(gòu)（用于電隔離）。MOSFET的優(yōu)勢在于它的諧振緩沖特性技術(shù)，可以不用擔心電壓和溫度對MOSFET的影響，減小開關(guān)損耗。

審核編輯：湯梓紅