一理論基礎

當兩個電路彼此靠近時，由于電路之間的電容性（電場）和電感性（磁場）耦合，在一個電路中傳播的信號會在另一電路中感應出信號。這種現(xiàn)象稱為串擾?；A模型如圖1所示。

圖1 微帶線PCB示意圖

兩條微帶線彼此之間距離為s，與接地層（信號返回平面）之間的距離為d。第一條走線（發(fā)射端）連接幅值為VS，內阻為RS的可變電壓源，并端接阻值為RL的負載電阻。第二條走線（接收端），近端和遠端分別接阻值為RNE和RFE的負載電阻。圖2所示為對上述電路布置的建模。

圖2 微帶線PCB電路模型

發(fā)射端線路上的交變電流IG產(chǎn)生磁場，該磁場引起的磁通量穿透在兩導體的環(huán)路之間，從而在接收電路中感應出電壓。我們通過互感LGR對此建模，如圖3所示。

圖3 電感耦合電路模型

類似地，發(fā)射端線路的交變電壓VG在接收端線路上產(chǎn)生電場），從而在接收器電路中感應出電流。我們通過互容CGR對此建模，如圖4所示。

圖4 電容耦合電路模型

兩種耦合機制的疊加可用如圖5所示電路等效。

圖5 接收器電路模型

通過疊加，近端和遠端電壓由下式給出：

（1a）

（1b）

在假設線路在VS（t）的最高有效頻率分量上短路的情況下，發(fā)射端線路上的電壓和電流基本恒定。從而得出，

（2a）

（2b）

因此，

（3a）

（3b）

因此從上述公式我們可知，為了最小化串擾，我們可以減少：1）源信號Vs的變化，2）電感耦合LGR，或3）電容耦合CGR。

二驗證結果

為了驗證上述結論，我們做了如下實驗，實驗布置如圖6所示。

圖6 實驗布置

圖7為具有不同電路拓撲的PCB。

圖7 具有不同電路拓撲的PCB

研究三種不同的電路拓撲，如表1所描述。

表1 電路拓撲

圖8至圖10顯示了發(fā)射端（干擾源）信號，以及在接收端（敏感源）信號線上感應到的近端和遠端電壓。

該信號源的開路電壓為1Vpp，1 MHz梯形脈沖信號，其上升時間為100 ns，下降時間為200 ns，占空比為50％。我們在方案1中進行以下觀察，如圖8所示。

圖8 串擾感應電壓-方案1

對于近端感應電壓，由于上升時間是下降時間的兩倍，根據(jù)公式3a，感應電壓的大小應相差兩倍，實測與理論相符。我們還注意到，這兩個電壓的極性相反，這也可從公式3a得出。對于遠端感應電壓可以進行類似的觀察。此外，由于近端電壓的耦合系數(shù)（參考公式3a）為正，因此在上升期間的感應電壓也為正。遠端電壓在上升時間內為負，表明電感性耦合相對于容性耦合為主要耦合方式（參見公式3b）。

方案2：使接地層靠近線路，同時保持線路之間的距離不變，主要減少了電感耦合并導致了感應電壓幅值的減小，實測如圖9所示。

圖9 串擾感應電壓-情況2

方案3描述了與方案2到地平面的距離不變的情況，但是線之間的距離增加了。如圖10所示，這主要減少了電容耦合，并進一步降低了感應電壓。

圖10 串擾感應電壓-情況3

串擾不僅影響信號完整性，同時增加電磁兼容風險，因此在PCB設計過程中要時刻注意關鍵信號走線方式，避免額外的噪聲串擾。

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