我們正在經(jīng)歷對(duì)帶寬需求的爆炸性增長(zhǎng)，這推動(dòng)了 載波頻率為幾十兆赫茲。在這些極端 高頻，消費(fèi)者可以享受更寬的帶寬而不必?fù)?dān)心 過度擁擠的頻譜。但是，隨著頻率的增加， 針對(duì)這些設(shè)備和頻率的儀器儀表解決方案可以成為 極其復(fù)雜。這源于對(duì)一個(gè)數(shù)量級(jí)更好的需求 儀器解決方案的性能，以防止在以下情況下?lián)p壞設(shè)備 測(cè)試。在本文中，我們將回顧幾種低相位噪聲信號(hào)的方法 代。我們將展示這些的優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn) 方法并引入轉(zhuǎn)換循環(huán)設(shè)備，它充分利用了 所有頻率生成方法，無需復(fù)雜，可實(shí)現(xiàn)超低頻 相位噪聲信號(hào)生成。

鎖相環(huán)電路剖析

鎖相環(huán)（PLL）電路常見于許多頻率發(fā)生設(shè)備中。這些設(shè)備確保在 器件相位對(duì)齊或鎖定至參考信號(hào)。圖 1 顯示了一個(gè) PLL的簡(jiǎn)化框圖。壓控振蕩器的輸出 （VCO） 使用 N 計(jì)數(shù)器進(jìn)行分頻，并與參考信號(hào)進(jìn)行比較，使用 相位/頻率檢測(cè)器 （PFD） 電路。這個(gè)簡(jiǎn)單的電路一直是 大量教科書并廣泛研究。我們將使用一些眾所周知的 確定如何大幅降低輸出端相位噪聲所需的基礎(chǔ)知識(shí)。

圖1.鎖相環(huán)電路。

每個(gè)構(gòu)建塊的缺陷或相位噪聲會(huì)影響整體 PLL電路的相位噪聲。與每個(gè)模塊相關(guān)的相位噪聲可以是 建模，并且可以精確預(yù)測(cè)PLL的整體相位噪聲 通過模擬和分析計(jì)算。讓我們回顧一下這些塊中的每一個(gè) 并討論它們?nèi)绾斡绊戄敵鱿辔辉肼暋?/p>

PFD模塊將參考信號(hào)與分頻輸出頻率進(jìn)行比較。 該模塊產(chǎn)生一個(gè)誤差信號(hào)，該信號(hào)被饋送到電荷泵電路 產(chǎn)生控制電壓，控制VCO直到器件的輸出相位 匹配參考相位。大多數(shù)現(xiàn)代頻率發(fā)生設(shè)備 集成PFD電路在其數(shù)據(jù)手冊(cè)中提供了品質(zhì)因數(shù)（FOM）。用 FOM，帶內(nèi)相位噪聲可以計(jì)算如下：

哪里f聚苯乙烯是PFD頻率，N是輸出頻率的值 分。請(qǐng)注意，輸出頻率是f聚苯乙烯和 N 分頻器值。對(duì)于給定的輸出頻率，如f聚苯乙烯增加一個(gè)因素， N 值按相同的因子減小。這將導(dǎo)致整體較低 輸出相位噪聲，因?yàn)镹值的任何減小都會(huì)降低相位 噪聲增加速度的兩倍，由于f聚苯乙烯術(shù)語。我們可以得出結(jié)論 PFD頻率越高，近載波相位噪聲越低 是。我們將在本文的以下部分中利用這一發(fā)現(xiàn)。

環(huán)路濾波器跟隨PFD，并平滑來自 控制VCO的PFD設(shè)備。它是通過使用 系統(tǒng)，例如電荷泵電流、VCO 靈敏度和 PFD 頻率。 環(huán)路濾波器的一個(gè)不太強(qiáng)調(diào)的功能是它確定 負(fù)反饋控制環(huán)路的帶寬。參考信號(hào)將具有 控制帶寬內(nèi)輸出信號(hào)相位噪聲的影響 環(huán)路篩選器。超過此截止頻率，整體相位噪聲性能 將由VCO特性定義。我們將在下面利用這一事實(shí) 部分來優(yōu)化系統(tǒng)的整體相位噪聲。

VCO 根據(jù)施加的控制電壓創(chuàng)建輸出頻率 在其輸入。VCO輸出頻率由控制環(huán)路更新，直到 鎖相到參考信號(hào)的相位。VCO直接影響 系統(tǒng)的整體相位噪聲。一般來說，作為質(zhì)量因素 VCO增加，其相位噪聲變低。但是，更高的質(zhì)量因素 通常需要通常限制整體可調(diào)諧范圍的組件。視頻辦公室 針對(duì)窄頻率操作進(jìn)行調(diào)諧的通常具有最佳相位 噪聲性能。

頻率生成選項(xiàng)

有許多方法可以使用各種振蕩器拓?fù)渖尚盘?hào) 不同的質(zhì)量水平。儀器儀表應(yīng)用通常力求做到最好 在低相位噪聲和雜散電平方面的性能。讓我們回顧一下 一些頻率發(fā)生選項(xiàng)可以實(shí)現(xiàn)非常低的相位噪聲。

使用固定頻率振蕩器生成頻率

一類具有出色相位噪聲的信號(hào)發(fā)生器件 性能是固定頻率振蕩器。這些設(shè)備通常具有非常 高品質(zhì)因數(shù)，可實(shí)現(xiàn)卓越的近載波相位噪聲性能。這些 振蕩器以預(yù)定頻率工作，主要由幾何形狀定義 以及具有一定可調(diào)性的器件結(jié)構(gòu)，以實(shí)現(xiàn)相位鎖定 到參考源。恒溫箱控制晶體振蕩器 （OCXO），溫度 補(bǔ)償晶體振蕩器 （TCXO） 和壓控 SAW 振蕩器 （VCSO） 是這些類型設(shè)備的一些示例。一個(gè)主要缺點(diǎn) 固定頻率振蕩器是這些器件的有限頻率覆蓋范圍。 雖然它們可能適用于以一組固定頻率或 它們的倍數(shù)，大多數(shù)儀表設(shè)備都需要變頻覆蓋。

圖2.使用固定源進(jìn)行變頻生成。

這個(gè)問題的一個(gè)解決方案是使用直接數(shù)字合成（DDS）或 數(shù)模轉(zhuǎn)換器 （DAC） 器件?？梢允褂霉潭l率信號(hào) 以驅(qū)動(dòng)DDS器件的采樣時(shí)鐘，如圖2所示。振蕩器的 頻率可以根據(jù)需要通過倍頻器或步進(jìn)相乘 恢復(fù)二極管（SRD）并在應(yīng)用于DDS之前進(jìn)行濾波。DDS可以 創(chuàng)建任意頻率，最多為第一個(gè)采樣頻率的一半 奈奎斯特行動(dòng)區(qū)。一些現(xiàn)代DAC器件甚至可以在第二奈奎斯特區(qū)舒適地工作。圖3顯示了一個(gè)示例輸出頻譜和 AD9164的相位噪聲圖，由低相位噪聲介電諧振驅(qū)動(dòng) 6 GHz 的振蕩器 （DRO）。相位噪聲圖顯示輸出極低 相位噪聲，輸出頻譜的雜散電平小于–70 dBc。

倍增采樣時(shí)鐘的頻譜純度對(duì)輸出有直接影響 的設(shè)備。一旦信號(hào)乘以，許多諧波將出現(xiàn)在 輸出。需要對(duì)所需信號(hào)進(jìn)行濾波，以實(shí)現(xiàn)極低的雜散 DDS 輸出端的水平。通常，采樣時(shí)存在的雜散 時(shí)鐘將以類似的級(jí)別出現(xiàn)在輸出中。對(duì)于較大的乘法因子， 過濾器可能需要非常鋒利，這可能需要很大的區(qū)域。

此外，乘法信號(hào)的相位噪聲隨著乘法的增加而增加 因子增加。例如，每當(dāng)信號(hào)頻率加倍時(shí)， 相位噪聲增加6 dB。根據(jù)起始相位噪聲曲線和乘法因子，本底噪聲（遠(yuǎn)端相位噪聲）可能會(huì)顯著增加， 使整體解決方案不那么吸引人。這是一個(gè)眾所周知的困境，其中 利用單頻、高質(zhì)量因數(shù)器件的近載波相位噪聲 帶有遠(yuǎn)端相位本底噪聲損失。例如，表面聲學(xué) 波 （SAW） 器件具有出色的載波近載波相位噪聲性能 頻率約為 1 GHz。工作在 40 GHz 以上的毫米波設(shè)備將 要求乘法因子高達(dá) 40。這可能會(huì)導(dǎo)致 32 dB 或更高 相位本底噪聲增加，這可能會(huì)降低解決方案的吸引力。

圖3.AD9164在800 MHz時(shí)的輸出頻譜和相位噪聲，使用固定頻率振蕩器作為采樣時(shí)鐘。

使用寬帶PLL器件生成頻率

寬帶頻率合成器解決了與單個(gè)頻率合成器相關(guān)的許多挑戰(zhàn) 頻率設(shè)備。這些器件，如ADF4372微波頻率合成器， 使用多個(gè)VCO內(nèi)核，這些內(nèi)核進(jìn)一步劃分為多個(gè)重疊頻帶。 這種架構(gòu)使每個(gè)內(nèi)核和頻段都能實(shí)現(xiàn)高質(zhì)量。這 與 利用單核的架構(gòu)。

與基于晶體或SAW的振蕩器相比，這些器件的一個(gè)關(guān)鍵優(yōu)勢(shì)是具有更高的基本工作頻率。許多現(xiàn)代VCO可以擁有 基頻范圍為 4 GHz 至 20 GHz 及更高。這使得 它們?cè)诤撩撞☉?yīng)用中的遠(yuǎn)端相位噪聲更具吸引力。 例如，在 10 GHz 基頻下工作的器件需要 系數(shù)為 4，將頻率擴(kuò)展到 40 GHz。這轉(zhuǎn)化為相位噪聲 底板增加 12 dB，而晶體振蕩器增加 32 dB。

與這些多核和多頻段設(shè)備相關(guān)的一個(gè)挑戰(zhàn)是發(fā)現(xiàn) 合成目標(biāo)頻率的最佳頻段。這可能涉及創(chuàng)建 查找表以識(shí)別正確的波段。配備自動(dòng)校準(zhǔn)的設(shè)備 ADF4372和ADF5610等特性使此過程更加容易， 對(duì)溫度和工藝變化具有魯棒性。這大大簡(jiǎn)化了整體 可對(duì)頻率變化進(jìn)行簡(jiǎn)單編程的設(shè)備操作 進(jìn)入設(shè)備的寄存器，最佳工作頻段是 自動(dòng)確定。

此選項(xiàng)的另一個(gè)挑戰(zhàn)是與近端相位噪聲相關(guān)的 與單頻相比，這些器件通常要高得多 設(shè)備。即使整體相位本底噪聲較低，近距離相位也較高 噪聲可以轉(zhuǎn)化為更高的整體集成噪聲。這可能會(huì)限制使用 這些器件適用于需要較低集成相位噪聲的應(yīng)用。

翻譯循環(huán)

轉(zhuǎn)換循環(huán)方法充分利用所有頻率生成 前面回顧的方法沒有采取其缺點(diǎn)。讓我們總結(jié)一下什么 到目前為止，在討論翻譯循環(huán)的細(xì)節(jié)之前，我們已經(jīng)發(fā)現(xiàn)了。

單頻器件，如OCXO、SAW和高質(zhì)量的晶體 因子具有最佳的近載波相位噪聲。這些單頻器件 通?；l較低，使其相位噪聲遠(yuǎn) 當(dāng)它們乘以毫米波頻率時(shí)，吸引力較小。一個(gè)理想 解決方案可以采取這些設(shè)備的近距離性能，而不會(huì)太遠(yuǎn) 相位噪聲損失。

DDS 或 DAC 器件可用于使用固定頻率產(chǎn)生可變頻率 頻率設(shè)備。這些設(shè)備還受到較大的乘法因子的影響 毫米波頻率需要，濾波需要抑制次諧波和其他不需要的雜散。容忍這些缺點(diǎn)可以使 理想的解決方案。

寬帶合成器可以具有非常高的基頻，具有出色的 遠(yuǎn)端相位噪聲性能。但是，這些設(shè)備實(shí)際上并沒有很高 品質(zhì)因素，使得它們的近載波相位噪聲比較差 到單頻設(shè)備。利用其遠(yuǎn)端相位噪聲，無需 降低近載波相位噪聲是必要的。

這就引出了轉(zhuǎn)換循環(huán)設(shè)備，如圖 4 所示。而不是 將輸出頻率除以大分頻器值，混頻器 用于將輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換為匹配的中頻 （IF） 參考信號(hào)的頻率。這有效地將分頻器值降低到 1， 消除通常較大的分壓器值產(chǎn)生的噪聲貢獻(xiàn) 用于傳統(tǒng)PLL設(shè)備。這也影響了LO的相位噪聲曲線 在控制回路上。我們可以使用具有出色近距離的單頻設(shè)備 性能和DDS以創(chuàng)建此LO信號(hào)。

圖4.轉(zhuǎn)換循環(huán)體系結(jié)構(gòu)。

環(huán)路濾波器帶寬是轉(zhuǎn)換環(huán)路的關(guān)鍵設(shè)計(jì)參數(shù) 裝置。如前所述，環(huán)路濾波器決定了總帶寬 的控制回路。換句話說，它定義了參考和LO信號(hào)的距離 對(duì)輸出相位噪聲有影響。我們可以選擇一個(gè)大循環(huán) 轉(zhuǎn)換環(huán)路情況下的濾波器帶寬，因?yàn)榻d波相位噪聲 極低。圖5顯示了轉(zhuǎn)換環(huán)路的相位噪聲曲線 器件及其LO輸入。請(qǐng)注意，雖然LO的特寫鏡頭極低 相位噪聲，遠(yuǎn)端本底噪聲高。RF輸出跟蹤LO相位 噪聲高達(dá)環(huán)路濾波器帶寬。在此頻率偏移后，遠(yuǎn) 相位噪聲由VCO定義，VCO極低。

轉(zhuǎn)換環(huán)路器件基本上利用了使用DDS器件作為L(zhǎng)O的單頻器件所需的近距離性能，并利用 通過選擇大環(huán)路帶寬來獲得寬帶VCO的遠(yuǎn)端相位噪聲。 這不僅打破了眾所周知的相位噪聲區(qū)域應(yīng)為哪個(gè)的困境。 優(yōu)化，但也會(huì)產(chǎn)生極低的輸出相位噪聲。

圖5.轉(zhuǎn)換環(huán)路設(shè)備的相位噪聲曲線。

轉(zhuǎn)換環(huán)路的出色相位噪聲性能使其非常有用 在許多毫米波儀器儀表應(yīng)用中。除了階段 噪聲性能，儀器儀表解決方案有望抑制雜散 信號(hào)到極低的水平。這對(duì)于轉(zhuǎn)換環(huán)路設(shè)備來說可能極具挑戰(zhàn)性，因?yàn)榇嬖趲讉€(gè)具有不同 頻率。在許多情況下，防止LO的饋通是非常具有挑戰(zhàn)性的 和 IF 信號(hào)到輸出。此外，IF、LO、 并且可以在輸出端創(chuàng)建射頻信號(hào)。這些雜散信號(hào)可能導(dǎo)致 整體儀器儀表解決方案具有較差的雜散性能。

ADI公司提供完全集成的轉(zhuǎn)換環(huán)路器件ADF4401A、 它解決了其中的許多挑戰(zhàn)。它消除了所有饋通路徑 這可能存在于離散實(shí)現(xiàn)中。這是通過內(nèi)置的 屏蔽和整體設(shè)計(jì)實(shí)踐，最大限度地減少饋通機(jī)制。 此外，它還具有–90 dBc或無與倫比的雜散抑制性能 更低，可與釔鐵石榴石 （YIG） 球形振蕩器解決方案相媲美。這 即使系統(tǒng)的輸入 不太理想。圖6a顯示了帶LO 的ADF4401A的輸出頻譜 輸入包含許多雜散，雜散電平約為–40 dBc，如圖6b所示。 通常，這種類型的LO信號(hào)不能在儀器儀表解決方案中使用，因?yàn)?到所需的大量過濾。但是，ADF4401A可以接受 此LO輸入無需任何額外濾波即可產(chǎn)生輸出 頻譜如圖6a所示。

圖6.（a） 6.5 GHz 的轉(zhuǎn)換環(huán)路輸出頻譜和 （b） 3 GHz 的 LO 輸入頻譜。 使用ADF4401A的內(nèi)部LO倍頻器，有效LO頻率變?yōu)? GHz。在本例中，IF頻率為500 MHz。

該設(shè)備配備了自動(dòng)校準(zhǔn)引擎，可以識(shí)別 給定目標(biāo)頻率的最佳VCO頻段。在校準(zhǔn)模式下， 設(shè)備可以在實(shí)際溫度下搜索正確的頻段，并且 工藝條件，使調(diào)頻過程無縫銜接。

總結(jié)

儀器儀表解決方案需要非常低的相位噪聲載波信號(hào) 極低的雜散信號(hào)電平，滿足毫米波需求 設(shè)備。雖然有多種方法可以合成這些信號(hào)，但所有這些 具有重大權(quán)衡，使整體解決方案變得越來越復(fù)雜。這 ADI轉(zhuǎn)換環(huán)路器件ADF4401A具有多種不同的優(yōu)勢(shì)。 頻率生成選項(xiàng)沒有缺點(diǎn)。它可以實(shí)現(xiàn) 超低相位噪聲，具有無與倫比的雜散性能，無需 復(fù)雜的過濾。

審核編輯：郭婷