將具有信號處理功能的FPGA與現(xiàn)實世界相連接，需要使用模數(shù)轉換器（ADC）或數(shù)模轉換器（DAC）

一旦執(zhí)行特定任務，F(xiàn)PGA系統(tǒng)必須與現(xiàn)實世界相連接，而所有工程師都知道現(xiàn)實世界是以模擬信號而非數(shù)字信號運轉的。這意味著需要在模擬信號域與數(shù)字信號域之間進行轉換。針對手頭工作選擇恰當?shù)腇PGA時，用戶面臨著林林總總的選擇，在為系統(tǒng)選擇正確的ADC或DAC時也是如此，玲瑯滿目。

選擇時首先要確定轉換信號所需的采樣頻率。這個參數(shù)不僅將影響轉換器的選擇，同時也會影響對FPGA的選擇，這樣才能確保器件能夠滿足所需的處理速度及邏輯封裝要求。轉換器的采樣頻率至少為信號采樣頻率的2倍。因此，如果信號的采樣頻率為50MHz，則轉換器采樣頻率至少應為100MHz。否則，已轉換的信號將引起自身混疊，導致信號無法正確表示。但混疊并不總是一件壞事情;事實上，如果轉換器的帶寬足夠高，那么用戶可以利用混疊將信號混疊至可用的帶寬。

ADC與DAC的關鍵參數(shù)

我們可采用多種不同方法來構建模數(shù)轉換器（ADC）。最常見的方法包括閃存、斜坡（Ramp）以及逐次逼近等。

1，閃存轉換器以速度快著稱，其使用一系列可擴展的模擬比較器對輸入電壓和參考電壓進行比較;ADC利用這些比較器的輸出來確定數(shù)字代碼。

2，斜坡轉換器可利用連接至DAC且可自由運行的計數(shù)器，對DAC輸出/輸入電壓進行比較。當二者相等時，保持計數(shù)不變。

3，逐次逼近轉換器（SAR）是斜坡轉換器的另一種形式，其可利用DAC和比較器來處理模擬輸入信號。但SAR轉換器并非執(zhí)行累計計數(shù)，而是通過判斷計數(shù)的模擬表示是否高于或低于輸入信號，并采用試錯法（trial-and-error）來確定數(shù)字代碼。

此外，數(shù)模轉換器（DAC）也可以采用若干種方法來實現(xiàn)，最常見的方法包括二進制加權、R-2R梯形網(wǎng)絡、脈寬調(diào)制。

4，二進制加權是速度最快的DAC架構之一。這些器件可將各邏輯比特的不同轉換結果進行匯總。例如，電阻DAC將根據(jù)電流代碼來導通或切斷這些電阻。

5，R-2R梯形轉換器采用阻值為R-2R的級聯(lián)電阻結構。由于可以輕松生成并匹配高精度電阻，因而這類DAC的精度比二進制加權轉換器更高。

6，脈寬調(diào)制（PWM）是最簡單的DAC結構類型，可通過簡單的低通模擬濾波器傳遞脈寬調(diào)制波形。這些器件通常應用于電機控制領域，但它們也可作為Σ-Δ轉換器的基礎。

眾多專家級器件（specialist device）的制造商已成功開發(fā)其自有的內(nèi)部轉換架構，可根據(jù)用途盡可能提供適用于特定領域的最佳性能。每種器件在轉換速度、精度以及分辨率方面都各具優(yōu)劣勢。在選擇FPGA時，您需要考慮I/O數(shù)量、所支持的I/O標準、時鐘管理、邏輯資源和存儲器，以及其它與器件類型相關的具體參數(shù)：最高采樣頻率、信噪比（SNR）、無雜散動態(tài)范圍（SFDR）以及有效位數(shù)（ENOB）等。

采樣頻率非常簡單，是ADC能夠數(shù)字化輸入信號的最高速率。SNR表示信號與噪聲電平的比值，與輸入信號無關。用戶可以利用以下公式來確定SNR的理論值：

其中N表示分辨率。該方程適用于滿量程正弦波。

在系統(tǒng)測試過程中，用戶可首先對輸出執(zhí)行快速傅里葉變換（FFT），然后測量輸入信號與本底噪聲的比值，這樣即可確定實際的SNR值。

與此同時，SFDR表示輸入信號與下一個最高峰值（通常為基諧波）的比值。通常SFDR用dBc來表示，會隨著輸入信號功率的降低而相應減小。

從轉換器的測量結果可以看出，用戶可利用下列式子來計算有效位數(shù)：

當進行這項測試時，應注意選擇合適的FFT點數(shù)，從而確保不會由于一時疏忽而錯誤計算本底噪聲。FFT點數(shù)不恰當將導致錯誤的計算結果。FFT本底噪聲可通過下列式子計算得出：

用戶應通過單音測試（通常為簡單的正弦波）執(zhí)行這些步驟，可降低輸出頻譜的復雜性。為了確保獲取最佳結果，需要確保對輸出信號執(zhí)行相干采樣。如果在數(shù)據(jù)窗口中包括幾個周期，則執(zhí)行相干采樣。公式如下：

頻譜

另一方面，用戶在實現(xiàn)系統(tǒng)時還必須了解奈奎斯特準則，以確保正確地轉換或量化信號。這意味著用戶對所關注信號執(zhí)行采樣時，采樣頻率至少為該信號最高頻率的2倍，才能確保正確進行轉換。如果未按此標準執(zhí)行采樣，則將發(fā)生混疊;而如果沒有正確理解混疊，則可能導致性能欠佳。

此外，因為這個原因，ADC需要利用抗混疊濾波器來阻止信號或噪聲混疊至量化的信號中。但是，頻譜混疊對于工程師來說非常有用，在ADC具有寬泛輸入帶寬的情況下尤為如此。經(jīng)過周密安排考慮之后，混疊使用戶無需借助下變頻器即可直接轉換信號。出于這種考慮，我們將頻譜劃分為幾個區(qū)域。

利用表1中給出的信息，如果轉換器擁有足夠高的帶寬，則可將信號從一個奈奎斯特頻帶混疊至另一個頻帶。

通信選擇

正如所有的外部器件一樣，ADC與DAC也配套提供了數(shù)個并行或串行接口選項。通常情況下，較高速器件用并行接口，較低速器件用串行接口。但是，可以根據(jù)您的應用選擇采用特殊的接口方式。例如，采用串行接口比采用并行接口可以更輕松地檢測出固定比特（stuck-atbit）。實際上，高速接口可提供多條輸出總線（I和Q）或采用雙數(shù)據(jù)速率（DDR）輸出模式;有些器件甚至可能同時提供這兩個選項。提供多條總線或采用DDR輸出模式使用戶能夠保持數(shù)據(jù)速率，同時降低接口所需的運行頻率。例如，如果接口的采樣頻率為600MHz，則其輸出頻率為300MHz（為采樣頻率的一半）。

如果時鐘頻率為75MHz（1/4采樣頻率）并且有兩條可通過DDR對器件進行采樣的數(shù)據(jù)總線，則可非常輕松地執(zhí)行恢復操作。這類ADC對輸入時序要求較為寬松。眾多高速轉換器均可利用其I/O中的LVDS信號，因為較低的電壓擺幅和低電流可降低由其它信號標準所引發(fā)的耦合性，如LVCMOS等。這種耦合問題會影響轉換器的混合信號性能。

DAC濾波

大多數(shù)DAC一直將模擬輸出保持到下一個采樣周期，這將對輸出頻率域產(chǎn)生良好的效果。用戶將注意到這兩個圖像均存在于整個輸出頻譜中，由于在0.5FS時正弦效應將接近4dB（3.92dB），所有奈奎斯特區(qū)域中的輸出信號都出現(xiàn)衰減（如圖1所示）。這兩大問題均可利用濾波器來解決。

用戶可以像實現(xiàn)FIR濾波器一樣輕松實現(xiàn)正弦校正濾波器。開發(fā)該濾波器最簡單的方法就是利用下列方程式來繪制正弦衰減特性。

先創(chuàng)建校正因子，該因子是所計算出衰減系數(shù)的倒數(shù)，然后再執(zhí)行逆傅里葉變換，以獲取所需要設計濾波器的系數(shù)。通常情況下，用戶需要采用幾個抽頭才能實現(xiàn)該濾波器。表2給出了濾波器的前11個系數(shù)，同時圖2還給出了針對衰減的補償。

在系統(tǒng)測試

眾多這類系統(tǒng)都將利用轉換器實現(xiàn)終端應用的具體性能特征，如CDMA或GSM等。為實現(xiàn)該項性能而進行的測試需要在測試系統(tǒng)（任意波形生成器、邏輯分析儀、模式生成器、頻譜分析儀等）方面進行大量的投入。但是，F(xiàn)PGA高度的可重編程靈活性使用戶能將特定的測試程序插入至器件中，這樣既可以捕獲并分析ADC的輸出也可以提供DAC激勵，從而減少對更多額外測試設備的需要。

轉換101

由于FPGA通常需要與ADC和DAC接口相連，因而對于任何FPGA工程師來說，基本了解這些器件參數(shù)的重要性非常關鍵。如果用戶計劃在設計驗證與調(diào)試過程中利用FPGA的可重編程靈活性來測試轉換器的性能，這一點尤其有用。