數(shù)控圖騰柱PFC的設計考慮

在全球范圍內(nèi)，在人工智能、基于云的物聯(lián)網(wǎng)、下一代射頻技術、電動汽車 (EV) 及其高級駕駛輔助系統(tǒng) (ADAS) 和自動駕駛需求的推動下，電子行業(yè)正在發(fā)生重大變化，以廣泛采用基于碳化硅 (SiC) 和/或氮化鎵 (GaN) 半導體的寬帶隙電源開關。全球整體電力需求也在迅速增加，并且也在推動額外的需求。

這些趨勢給電源工程師和架構(gòu)師帶來了巨大壓力，他們需要擴展現(xiàn)有的電源技術邊界，以在新一代電子系統(tǒng)設計中實現(xiàn)更高的系統(tǒng)效率、更快的響應時間以及可靠、穩(wěn)健、尺寸更小、部件數(shù)量更少、成本更低的解決方案。

一個這樣的例子是電源正在推動滿足 80 Plus Titanium 效率水平的各種電源轉(zhuǎn)換應用，例如電信、服務器和數(shù)據(jù)中心或其他工業(yè)電源。為了滿足電源效率和尺寸改進目標，系統(tǒng)設計需要利用電源開關的進步并在電路中使用更合適的架構(gòu)和解決方案。無橋功率因數(shù)校正 (PFC) 和 DCDC 轉(zhuǎn)換器中的快速開關寬帶隙碳化硅 (SiC) 或氮化鎵 (GaN) 功率開關和隔離式單芯片電流傳感器有助于提高效率和熱管理，并減小尺寸和組件計數(shù)以簡化 PCB 電路。

介紹

更高的效率和尺寸始終是開關電源設計中的重要考慮因素，尤其是在節(jié)能和環(huán)保方面。能源之星 80 PLUS 效率規(guī)范(于 2007 年推出)為 AC/DC 整流器從金級到白金級再到鈦級增加了更高的效率水平。

表 1：80plus 效率標準@1

為滿足 80 Plus Titanium 標準，電源設計需要達到 96% Titanium 峰值效率。這意味著如果假設 DCDC 轉(zhuǎn)換器效率為 97.5% (98.5%*97.5%=96%)，則功率因數(shù)校正 (PFC) 電路效率的目標效率應為 98.5%，對于 115V 和 230V 輸入條件總效率為 96% )。為了達到這種高效率水平，最合適的拓撲結(jié)構(gòu)是無橋 PFC 電路，它不需要全波交流整流橋，從而減少相關的傳導損耗。有兩種類型的無橋 PFC 設計：無橋 PFC 和圖騰柱 PFC(圖 1A 和 1B)

在本文中，我們將重點介紹 3.3kW 圖騰柱 PFC 的設計。與無橋 PFC 相比，圖騰柱 PFC 去除了輸入橋式整流器，并使用 MOSFET(金屬氧化物半導體場效應晶體管)代替整流二極管，以進一步提高整體效率。

圖 1：a) 無橋 PFC，b) 圖騰柱 PF

圖騰柱PFC的設計考慮

圖騰柱 PFC設計中為何需要 SiC-MOSFET

如圖 2 所示，圖騰柱 PFC 可被視為同步整流升壓 DCDC 轉(zhuǎn)換器。(DCDC 升壓轉(zhuǎn)換器提供高于輸入電壓的輸出電壓。)對于同步整流升壓，如果轉(zhuǎn)換器在 CCM(連續(xù)導通模式)條件下工作，一個大問題是 MOSFET 體二極管的反向恢復電荷。這意味著圖騰柱 PFC 只能在 DCM(不連續(xù)傳導模式)或 BCM(邊界傳導模式)模式下與傳統(tǒng)的 Si-MOSFET 一起工作。但兩者都有挑戰(zhàn)。

DCM PFC 只能支持低功耗應用。使用 BCM PFC 時，工作頻率變化很大。此外，峰值電流將是CCM PFC的2倍，這增加了EMI濾波器設計和效率優(yōu)化的難度。隨著快速開關寬帶隙晶體管 SiC 和基于 GaN 的功率開關的可用性，它們具有最小的反向恢復電荷以及其他優(yōu)勢，圖騰柱 PFC 設計現(xiàn)在可以在 CCM 模式下運行，以提供更高的效率和更高的功率。

在本文中，我們將討論基于 SiC MOSFET、磁電流感應和 CCM 控制的圖騰柱架構(gòu)和設計。我們選擇 Wolfspeed 的 SiC-MOSFET C3M0065090K 作為高頻開關，選擇 IXYS 的 IXFH80N65X2 作為低頻開關。選擇 SiC-MOSFET 而非 GaN-MOSFET 是基于 SiC-MOSFET 可提供此應用所需的更高擊穿電壓。使用 SiC-MOSFET 可以顯著降低反向恢復損耗，使圖騰柱 PFC 能夠在 CCM 模式下工作以支持更高的功率。Si-MOSFET 到 SiC-MOSFET 提供不同數(shù)量的體二極管損耗。

表 2 比較了 Si-MOSFET 和 SiC-MOSFET 之間的反向恢復損耗量。很明顯，SiC 器件顯著降低了體二極管損耗。圖表表明，SiC-MOSFET的反向恢復損失僅為1/6個的Si-MOSFET的。

表 2：體二極管損耗比較@2

正半線循環(huán)操作

圖騰柱 PFC 的正半線循環(huán)操作如圖 2 所示。

Q1 和 Q2 是快速開關 SiC-MOSFET 器件(以高載波頻率運行) Q3 和 Q4 是傳統(tǒng)的低速 Si-MOSFET 器件(以 50 或 60Hz 運行) 圖騰柱 PFC 的電流路徑中只有兩個半導體器件. 在正半線周期中，Q1 充當主開關，Q2 充當同步整流 MOSFET，Q3 始終導通并充當電阻器。當 Q1 導通時，交流電源在電感中儲存能量，輸出電容支持負載電流。當 Q1 關閉且 Q2 開啟時，電感器中的交流電源和能量支持輸出電流并為輸出電容器充電。

圖 2：a) Q1 和 Q3 打開，b) Q2 和 Q3 打開

負半線循環(huán)操作：

圖騰柱 PFC 的負半線循環(huán)操作如圖 3 所示。

同樣，電流路徑中只有兩個半導體器件。在負半線周期中，Q2 充當主開關，Q1 充當同步整流器 MOSFET。Q4 始終導通并充當電阻器。當 Q2 導通時，交流電源在電感器中存儲能量，輸出電容器支持負載電流。當 Q2 關閉且 Q1 開啟時，電感中的交流電源和能量支持輸出電流并為輸出電容器充電。

圖 3：a) Q2 和 Q4 開啟，b) Q1 和 Q4 開啟

電流感應

在 PFC 應用中，主要使用平均電流模式控制，因為它簡單準確。對于平均電流模式控制，電流控制環(huán)路需要平均電感電流。

對于傳統(tǒng)的 PFC 設計，通常在地線上放置一個分流器以檢測電流，如圖 4a 所示。分流電阻器用于檢測輸入電流，放大器用于獲得不同的增益。該方法是對輸入電流進行采樣的最簡單方法。相比之下，使用圖騰柱 PFC 設計，沒有地線，電路不能像傳統(tǒng) PFC 那樣對電流進行采樣。

對于圖騰柱 PFC，有幾種方法可以對電感電流進行采樣：1) 電流互感器 (CT)，如圖 4b 所示，2) 帶有運算放大器和隔離器的分流電阻器，如圖 4c 所示，3) 磁電流傳感器模塊或 IC，如圖 4d 所示。

圖 4：a) 傳統(tǒng) PFC 電流傳感器，b) 電流互感器 (CT)，c) 帶有運算放大器和隔離器的分流電阻器，d) 基于霍爾效應或 AMR 傳感器的磁性電流傳感器模塊或 IC，e) 帶有 OCP 的 MCA1101 應用電路f) 無OCP功能的MCA1101應用電路

電流互感器

電流互感器 (CT) 可用于對電感器電流進行采樣。但是，由于電流互感器只能在交流中工作，因此它們更適合高頻設計。為了檢測開關電流，需要三個 CT 對通過 MOSFET 和整流器的正負循環(huán)電感電流進行采樣和積分。圖 4b 顯示了典型位置 CT。CT 提供測量隔離。盡管 CT 不需要單獨的隔離電源，但電路需要三個 CT 來重建線路電流。不幸的是，CT 還受到溫度的線性和滯后影響。其他挑戰(zhàn)是使用三個 CT 會增加成本并占用更多空間。

與運算放大器和隔離器分流

另一種方法是插入一個與電感器串聯(lián)的分流器，如圖 4c 所示。這種方法需要一個運算放大器、一個隔離器和一個單獨的隔離電源，隔離器和運算放大器周圍有多個無源元件。電路設計復雜，需要更多空間。此外，對于更高電流的應用，使用精確的低值電阻器來最小化功耗也是成本高昂的。此外，由于信號路徑上的光隔離器和運算放大器，輸出響應時間受到限制。組合輸出階躍響應時間很容易超過 1us。

使用分流器和運算放大器(無隔離器)進行非隔離電流測量，通常用于傳統(tǒng) PFC 的接地回路，如圖 4a 所示，不適用于需要隔離電流測量的圖騰柱 PFC。

磁性電流傳感器模塊或 IC

具有霍爾效應或 AMR 磁場傳感器的隔離式磁性電流傳感器模塊或 IC 是一種有效且流行的電流感測方法。這些磁性電流傳感器提供所需的隔離，不需要單獨的隔離電源。典型的傳感器位置如圖 4d 所示。

然而，在選擇磁電流傳感器時有兩個主要挑戰(zhàn)需要克服

磁電流傳感器的帶寬有限：傳統(tǒng)的基于霍爾效應的傳感器模塊或 IC 的帶寬通常為 120kHz，在 120kHz 時具有 3db 失真。雖然它可以用于 50Hz PFC 電流，但其緩慢的輸出響應時間(與帶寬相關)無法支持峰值和過流保護所需的快速響應時間。對于快速開關電流，它會導致峰值電流保護延遲。此外，在實際應用中，電流測量通常在開關 PWM 脈沖的中間完成。為此，電流傳感器 IC 或模塊需要支持在基于 SiC 或 GaN 的圖騰柱 PFC 中以高開關頻率測量電流所需的更高帶寬。

電流傳感器模塊的大尺寸：電流傳感器模塊通常使用帶有霍爾效應傳感器的鐵氧體磁芯。此類磁電流傳感器模塊的選擇需要精確、高帶寬、低相位延遲和快速輸出響應時間，以進行測量和保護。電流傳感器模塊的尺寸會影響所需的空間，從而影響 PFC 解決方案的功率密度。此外，高帶寬和精確的電流傳感器模塊成本更高。

在此設計中，選擇了來自 ACEINNA 的高精度 4.8kV 隔離式電流傳感器 IC (MCA1101-50-5) 對電感器電流進行采樣。這款具有 0.6% 典型精度、1.5 MHz 帶寬和 300ns 輸出響應時間的 +/-50A 電流傳感器 IC 可以完全滿足本設計@3 中的高頻電流采樣測量和保護要求。它提供增強隔離并符合 UL60950，無需額外的隔離電源。典型應用電路如圖4e所示。如果不使用內(nèi)部過流檢測 (OCD) 功能，則只需要去耦電容器，進一步簡化電路，如圖 4f 所示。

MCA1101 電流傳感器 IC 提供準確的 0A 參考電壓輸出引腳，有助于校準系統(tǒng)中的 0A 偏移。過流檢測 (OCD) 閾值可以在 IC 上設置，故障標志引腳可以與 MCU 接口，以觸發(fā)軟件中的過流保護。與笨重的模塊相比，這種單芯片電流傳感器解決方案采用節(jié)省空間的小型 IC 封裝，如圖 5a 和 5b 所示。

MCA1101 為圖騰柱 PFC 應用提供了許多優(yōu)勢。其中包括在溫度范圍內(nèi)的高精度、高帶寬、快速響應、單電源、增強隔離、可編程過流檢測 (OCD) 電壓和故障引腳，以向 MCU 提供電流信息。所有這些優(yōu)點使基于 AMR 的電流傳感器芯片成為此圖騰柱 PFC 設計中電感電流樣本的有吸引力的解決方案。

圖 5：a) MCA1101 電流傳感器 IC，b) MCA1101 內(nèi)部

電源設計

功率開關(SiC-MOSFET 和 Si-MOSFET)選擇

從分析中可以看出，一條支路(Q1、Q2)在高頻下工作，另一支路(Q3、Q4)在線路頻率下工作。要選擇合適的 MOSFET，我們需要計算 MOSFET 中的電壓、電流和功率損耗。

對于高頻支路，我們知道在正循環(huán)期間，Q1 充當主開關，而在負循環(huán)期間，Q1 充當同步 MOSFET。

流過 Q1 的 RMS 電流可以計算如下。對于開關損耗，也可以計算如下

從上面的等式中，為了最大限度地減少開關功率損耗，我們?yōu)榇藨玫母哳l開關 Q1 和 Q2 選擇 Wolfspeed 4Pin SiC-MOSFET C3M0065090K、900V、65mohm 器件。該器件具有低反向恢復 (Orr) 的快速本征二極管和極低的輸出電容 (60pF)。

對于低頻 Si-MOSFET(Q3 和 Q4)，流過的 RMS 電流可計算如下。功率損耗主要是由于 Rds(on)。因此，我們選擇了低 Rdson MOSFET IXFH80N65X2，因為它具有高效率。

電感設計

輸入電感器旨在將電流紋波保持在最大峰值輸入電流 I pk _ pk 的30% 以下。最大峰值輸入電流出現(xiàn)在低壓線路和滿載時。下面的等式給出了在滿載時以 CCM 運行的最小電感。D 是快速開關臂的有源開關(Q1 或 Q2)的占空比。

表 3：PI191139V1 電感數(shù)據(jù)

V out 是 400 V DC 輸出電壓，fsw 是開關頻率。因此，對于此設計，最小電感值為 200μH。計算公式時，我們選擇PI191139V1作為表3

輸出電容

輸出電容取決于兩個約束條件：負載保持時間和輸出電壓紋波調(diào)節(jié)。在本設計中，保持時間設置為 10ms，輸出電壓峰峰值紋波設置為 30V。

因此，我們選擇2顆HP 450V560μF(30×50)電容并聯(lián)使用以滿足要求。

圖騰柱 PFC 控制框圖和電路仿真

圖騰柱PFC控制框圖如圖6所示，相關應用控制電路如圖7所示。圖8中的仿真結(jié)果表明PFC電路可以正常工作。

圖 6：圖騰柱 PFC 控制框圖

圖 7：應用控制電路

參考電流 Iref = K(Vdc-Vdc_ref)*|Vac|*1/V2rms

K取決于比例積分時間常數(shù)

( Vdc-Vdc_ref ) 是輸出電壓誤差

|Vac| 是電壓和電流之間的跟隨因子

1/V2rms是功率限制因子

輸入回路電流IL必須逐個周期地精確監(jiān)控，并且需要控制回路極點放置以確保穩(wěn)定性。

電流誤差Δ i = (k1*IL+k2*∫IL)-Iref，是平均電流模式控制的關鍵參數(shù)。K1 為線性系數(shù)，k2 為積分系數(shù)。

的PWM信號從該比較當前誤差比較器產(chǎn)生Δ我與三角波。

圖 8：仿真結(jié)果 - 輸入電流和輸出電壓)

數(shù)字控制和算法

PLL 二階廣義積分器 (SOGI)

圖騰柱 PFC 設計的挑戰(zhàn)之一是 AC 線路零交叉點可能會產(chǎn)生擊穿問題。這意味著我們需要知道正循環(huán)何時過渡到負循環(huán)。為此，感應交流線路電壓并將其發(fā)送到 MCU 的 ADC。采用基于SOGI的鎖相環(huán)算法。PLL 計算結(jié)果可用于生成低頻驅(qū)動器。很容易在低頻驅(qū)動脈沖中插入死區(qū)。測試結(jié)果如圖 9 所示。綠色和黃色信號是基于 PLL 結(jié)果的低頻 Si-MOSFET 驅(qū)動信號。

圖 9：交流線路電壓 Vs。低頻驅(qū)動信號

過零期間的軟啟動

由于一般比例積分 (PI) 電流控制器的特性，單相 PFC 拓撲中的線電流在輸入交流電壓的零交叉點處失真。這種失真會降低線路電流質(zhì)量，例如總諧波失真 (THD) 和功率因數(shù) (PFC)。這種失真有兩個主要原因。

第一個原因是 PI 控制器的動態(tài)響應?？紤]到 PI 電流控制器的帶寬，其動態(tài)響應相當緩慢。線電流失真是因為 PI 控制器在零交叉點的誤差相當大。

這種失真的第二個原因是 PFC 轉(zhuǎn)換器在輸入交流電壓的零交叉點附近的 DCM 中運行。在此 DCM 間隔內(nèi)，線電流無法跟隨參考電流，從而導致線電流失真。為了解決這個問題，固件中采用了高頻 SiC-MOSFET 在過零期間的軟啟動和專用時序。采用該設計，電流過零失真很小，滿載條件下THD為2.8%。

圖 10：過零期間的軟啟動

電流和電壓控制回路

在本設計中，我們使用了 Spintrol 的 MCU 來實現(xiàn) PFC 控制并取得了良好的效果。SOGI PLL、電流環(huán)PI控制器、電壓環(huán)PI控制器和軟件保護/TZ保護的算法都是用MCU實現(xiàn)的。

固件中設置了 60kHz 中斷，設計中采用電流環(huán)的 PI 控制環(huán)。在 PFC 應用中，它需要一個快速電流環(huán)路來保持受控輸入電流跟隨輸入電壓。根據(jù)奈奎斯特穩(wěn)定性條件，我們選擇電流環(huán)的帶寬為 3kHz，相位裕度為 60 度。在實際應用中，控制回路的截止頻率設置在載波頻率(開關頻率)的 0.03~0.25 倍左右，以最大限度地減少小信號建模中的線性化和精度限制。使用專用參數(shù)，最終電流回路如圖 11 所示。電流以平均值采樣，相當于每個 60kHz 開關周期的中點。

圖 11：電流回路

固件中設置了 10kHz 中斷，設計中電壓環(huán)采用 PI 控制環(huán)。由于 PFC 輸出電壓具有兩倍于工頻電壓的紋波，這會導致三次諧波電流，因此電壓環(huán)路的帶寬需要保持足夠低以最小化三次諧波。電壓環(huán)路的帶寬設置為 10Hz 和 60 度相位裕度。為了使輸入電流為正弦波，必須在低頻下切斷電壓回路。在電壓回路中插入另一個 100Hz 陷波以進一步降低三次諧波電流。

圖 12：具有 100Hz 陷波的電壓環(huán)路

選擇參數(shù)后，最終的電流環(huán)路和電壓環(huán)路增益和相位裕度分別如圖 11 和圖 12 所示。

檢測結(jié)果

基于上述設計，實驗室搭建了一塊3.3KW的圖騰柱PFC演示板。測試結(jié)果和波形如下圖所示。設計中實現(xiàn)了 99.1% 的峰值效率和 98.5% 的滿載效率，滿載時實現(xiàn)了 PF 0.998 和 THD 2.8%。從測試結(jié)果可以看出，所選的 SiC-MOSFET 和高帶寬電流傳感器在此應用中運行良好，用于圖騰柱 PFC 控制和保護，具有支持 80+Titanium 電源的低成本 MCU。請參考圖 13 至圖 15。