文中介紹一種把輸入電壓箝位到需要的最大電壓的電路，與此同時，仍然保持大電流傳輸能力，并最小化無瞬時電壓作用期間的損耗。

由汽車電氣系統(tǒng)供電的電路必須在惡劣的環(huán)境中工作。瞬態(tài)電壓包括隨機(jī)瞬態(tài)電壓和周期性瞬態(tài)電壓。周期性瞬態(tài)電壓—如開動引擎—可以產(chǎn)生幾百伏的電壓，但是，對汽車電子最嚴(yán)重的瞬時現(xiàn)象卻來自負(fù)載突降（Load-dump）。

當(dāng)交流發(fā)電機(jī)向負(fù)載提供充電電流時，電池的快速斷開所引起的能量突然釋放就是負(fù)載突降。此外，由于使用了串聯(lián)堆疊的電池，汽車發(fā)動時能產(chǎn)生過壓條件。其它的瞬時現(xiàn)象是點(diǎn)火系統(tǒng)噪聲、繼點(diǎn)器打開及閉合以及一次性事件如保險絲熔斷。

幸運(yùn)的是，大多數(shù)劇烈的高能瞬態(tài)電壓或電流都可以由干擾抑制器處理；典型情況下，都位于對源具有高阻抗路徑的關(guān)鍵（且昂貴）元器件附近。汽車的干擾抑制器必須能夠承受峰值功耗超過1，500W的重復(fù)性負(fù)載突降并把電池軌的漂移限制為小于±40V。

附加的保護(hù)電路通常需要進(jìn)一步調(diào)整電壓軌。反極性二極管與電池軌上的附加負(fù)載電路串聯(lián)，可以有效地抑制負(fù)電壓尖峰。設(shè)計工程師是否能把瞬態(tài)電壓箝制在+40V以下取決于接收該電壓的電路。從該電壓接收電源的DC/DC調(diào)整器必須能夠承受至少+40V的電壓，以防止功率元器件和控制電路的過壓。如果不犧牲有益的功能，如滿足設(shè)計規(guī)范目標(biāo)所必需的同步操作，大多數(shù)現(xiàn)代脈寬調(diào)制（PWM）控制器不能承受超過+40V的電壓。

對于通常小于0.1A的輕載電流，唯一有效的辦法是采用限流電阻和箝位齊納二極管，以保持串聯(lián)電阻的損耗不過大。下圖描繪的電路提供了一種把輸入電壓箝制到需要的最大電壓的方法，與此同時，仍然保持大電流傳輸能力并最小化“典型的”非瞬態(tài)操作期間的損耗。

在電路的設(shè)計中，由齊納二極管D2把輸出電壓限制在27V。輸出電壓打算以30V的絕對最大額定電壓為DC/DC轉(zhuǎn)換器供電。對于12V的穩(wěn)態(tài)輸入，三極管Q2處于“關(guān)”態(tài)，而電阻R3把p溝道FET Q1的柵極拉到地電平，從而打開Q1。

對大于約3V的輸入電壓，Q1開始傳導(dǎo)電流；并在4.5V被完全增強(qiáng)。Q1兩端的電壓降相當(dāng)?shù)?，并由其Rds-on額定值和輸出負(fù)載電流來確定。例如，當(dāng)輸入為14V、負(fù)載電流為3A時，Q1兩端的電壓降僅僅為0.16V。對于高的輸入電壓，二極管D1防止FET Q1超過最大的20V柵-源門限電壓。對于輸入電壓沒有超過20V的設(shè)計，D1是不需要的。

隨著輸入電壓的上升，輸出將跟隨輸入電壓的變化，直到達(dá)到齊納二極管D2的擊穿電壓并傳導(dǎo)電流。在這一點(diǎn)，輸出電壓被箝位到齊納二極管D2、R4和R6這三個元器件的端電壓的總和。R4和R6兩端電壓的總和大約僅僅為0.6V。

三極管Q3被配置為一個射極跟隨器，因而電流增益大約為1。由于集電極電流流過Q3，它為Q2提供偏置，從而開始減少FET Q1的柵源電壓。輸出電壓被保持在27.6V，因為FET Q1降低了跨越在它兩端的額外輸入-輸出電壓，擔(dān)當(dāng)著線性調(diào)整器的作用。隨著輸入電壓增加，輸出不會增加，因為額外電流流過齊納二極管D2并迫使Q2降低Q1柵源驅(qū)動電壓。這種閉環(huán)反饋防止輸出電壓的變化。

該電壓箝制電路把輸出電壓限制為27V

系統(tǒng)穩(wěn)定性

由于采用負(fù)反饋閉環(huán)控制系統(tǒng)，穩(wěn)定性對于可預(yù)測和可靠的工作是至關(guān)重要的。閉環(huán)增益和相位裕量決定系統(tǒng)對外部擾動作出響應(yīng)的良好程度，如輸入電壓的變化。

三極管Q3被有意配置為單位增益，為的是不在反饋路徑引入額外的增益。三極管Q2提供等于其測試版的電流增益，典型值在50到200之間。FET Q1也提供一個等于輸出負(fù)載電阻乘以跨導(dǎo)的增益，該增益的數(shù)量級也是200?？偟拈]環(huán)直流增益是這兩個增益項的乘積，其數(shù)值相當(dāng)大，大于80dB。負(fù)載電阻和輸出電容在傳輸函數(shù)中引入了一個極點(diǎn)，從而在50Hz以上使FET Q1的增益以-1斜率或-20dB/十倍頻程滾降。輸出電容的等效串聯(lián)電阻（ESR）也增加了一個由ESR和其電容設(shè)置的零點(diǎn)。這就使6KHz以上的頻率響應(yīng)扁平化。仔細(xì)形成Q2增益的頻率響應(yīng)，就可以提供一個總體可接收的閉環(huán)頻率響應(yīng)。

由R2、C3和C4組成的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)對頻率響應(yīng)曲線做了必要的修整。Q2的增益從直流開始以-1為斜率降低，直到由R2和C3串聯(lián)組合引入的零點(diǎn)。該零點(diǎn)對齊50Hz附近的極點(diǎn)。R2和C4的并聯(lián)組合引入了一個與6KHz零點(diǎn)對齊的極點(diǎn)?？偟挠行Лh(huán)路增益現(xiàn)在維持-1斜率的下降，直到跨越單位增益，如下圖所示。實例電路顯示，在幾乎所有負(fù)載條件下，負(fù)載電流大于0.5A且相位裕量為90度的帶寬至少為70KHz。因為存在由負(fù)載電阻和輸出電容設(shè)置的低頻極點(diǎn)，帶寬會隨著負(fù)載電阻的增加而減少。

下圖顯示，輸出電壓對大的不規(guī)則瞬態(tài)輸入電壓的響應(yīng)。一旦輸入電壓超過27V齊納二極管D2的額定值，輸出電壓就被箝位并在抑制輸入的進(jìn)一步變化上發(fā)揮良好的作用。

輸出電壓被箝位在需要的電平（紅色）

為了防止FET Q1遭受過壓，必須考慮若干重要的因素。Q1上的電壓、電流和功率壓力必須維持在該器件的安全工作區(qū)域（SOA）曲線之內(nèi)。重載和Q1兩端的大電壓降（在持續(xù)不變的過壓情況下）將把該器件推向極限。如果工作在SOA曲線之外，F(xiàn)ET將耗散非常大量的功率，由于該器件可能不具備熱傳導(dǎo)能力，因而不能在如此短的時間內(nèi)散熱，最終FET可能失效。

此外，如果輸入瞬態(tài)電壓的變化斜率非常高，而跟輸入源電壓串聯(lián)的電阻很少或沒有，那么，就會導(dǎo)致極高的峰值輸入電流，因而再次可能超過Q1的SOA曲線所規(guī)定的安全工作范圍。為此，有必要在輸入端串聯(lián)一個足夠大的電阻，以限制流過Q1的峰值輸入浪涌電流。緩慢變化的輸入電壓也將有助于限制峰值輸入電流。

本文小結(jié)

本文描述的輸入箝位電路提供了把輸出電壓箝制到安全電平的一種低成本的方法，防止了過壓對低電壓電路的潛在破壞。通過設(shè)置輸出箝位電壓和負(fù)載電容并調(diào)節(jié)控制環(huán)路，該電路可以被方便地剪裁。在典型的輸入條件下，導(dǎo)通元件的正向電壓降相當(dāng)?shù)停蚨鴵p耗低，比采用線性調(diào)整器所能達(dá)到的效率還要高。

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