具有12至14位高分辨率的現(xiàn)代高速數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）為采用直接調(diào)制方案的新型發(fā)射器設(shè)計(jì)奠定了基礎(chǔ)。在此類設(shè)計(jì)中，調(diào)制后的傳輸信號(hào)直接在基頻上生成。到目前為止，這種方法僅用于生成有線電視系統(tǒng)中正交調(diào)幅（QAM）多載波信號(hào)的傳輸，或雷達(dá)設(shè)備和軍事通信系統(tǒng)采用的微波系統(tǒng)的中頻信號(hào)?，F(xiàn)在，進(jìn)一步發(fā)展使得將這些射頻（RF）DAC用于其他類型的通信系統(tǒng)成為可能。

如今，分辨率為12至14位的CMOS RF DAC具有超過4Gsps的更新速率。結(jié)合采用CMOS技術(shù)的信號(hào)處理組件，它們可以以數(shù)字方式生成高達(dá)2GHz的傳輸信號(hào)。

圖1顯示了模擬多載波QAM發(fā)射路徑的典型框圖。要生成多個(gè)QAM傳輸通道，必須使用加法器將多個(gè)單獨(dú)的傳輸鏈組合在一起。此外，每個(gè)RF調(diào)制器都通過自己的頻率合成器供電。由于每個(gè)功能塊都有自己的元件容差、溫度漂移、轉(zhuǎn)換損耗等，因此在系統(tǒng)配置過程中必須通過執(zhí)行容差計(jì)算來考慮這些因素。

圖1.模擬多載波QAM發(fā)射器框圖。

圖2顯示了數(shù)字多載波QAM發(fā)射路徑的框圖。例如，生成 32 個(gè) QAM 通道不需要組合多個(gè)傳輸路徑，單個(gè)傳輸路徑可以處理這個(gè)問題。在這種情況下，傳輸路徑由一個(gè)帶有下游濾波器的RF DAC和一個(gè)VGA組成。這也消除了在每個(gè)發(fā)射分支中安裝RF調(diào)制器或頻率合成器的需求。

圖2.帶RF DAC的數(shù)字多載波QAM發(fā)射器框圖。

采樣理論使得在時(shí)域和頻域中描述DAC的輸出信號(hào)成為可能。圖3顯示了DAC的輸出信號(hào)。這里，這是一個(gè)矩形脈沖序列，其幅度與相應(yīng)的數(shù)字值相匹配。由于這些矩形脈沖的持續(xù)時(shí)間是有限的，因此Ts> 0 時(shí)，這將產(chǎn)生輸出頻譜。在頻域中，該輸出頻譜用sinx/x函數(shù)描述。sinx/x 函數(shù)，也稱為 sinc 函數(shù)，在頻率 f 處為零s= 1/Ts.

圖3.DAC輸出信號(hào)為一系列矩形脈沖。Ts= 采樣時(shí)間。

在頻域中，頻率為 f 的理想正弦信號(hào)0在 f 處有一條譜線0.如果正弦信號(hào)現(xiàn)在由DAC產(chǎn)生，除了f處的譜線0，在更高的頻率下會(huì)產(chǎn)生額外的變頻產(chǎn)物（見圖4）。

圖4.在頻率范圍內(nèi)描述的正弦信號(hào)，以及用DAC生成的信號(hào)的輸出頻譜。

這些變頻產(chǎn)品可以使用公式1來描述：

|K × fs ± f0|?????K = 1, 2, 3, …

等式2定義了N階的“奈奎斯特區(qū)”。

[（N - 1） × fs/2， N × fs/2] K = 1， 2， 3， ...

如圖4所示，DAC輸出信號(hào)不是由f處的單條譜線組成。0;相反，它還具有更高頻率的更多頻譜分量。這意味著必須對(duì)DAC的輸出信號(hào)進(jìn)行濾波。除了這些雜散發(fā)射之外，還會(huì)產(chǎn)生額外的變頻產(chǎn)品。例如，這些是由DAC的非線性輸出特性引起的。

利用在較高奈奎斯特區(qū)產(chǎn)生額外頻譜分量的事實(shí)，以便使用“亞奈奎斯特DAC”在高輸出頻率下產(chǎn)生信號(hào)。為此，例如，用帶通濾波器濾除信號(hào)的第一個(gè)諧波。與直接在基頻上生成輸出信號(hào)的DAC相比，這里的優(yōu)勢在于基帶中的數(shù)據(jù)速率更低，耗散損耗更小。

MAX5879 RF DAC具有14位分辨率和2.3Gsps采樣速率，非常適合基站。此外，MAX5879的輸出脈沖響應(yīng)可以設(shè)置為四種不同的工作模式，我們將更仔細(xì)地研究（圖5）。

圖5.MAX5879 RF DAC在a）NRZ模式下的脈沖響應(yīng);b） RZ 模式;c） 射頻模式;和 d） 射頻模式。

默認(rèn)脈沖響應(yīng)為非歸零 （NRZ） 脈沖響應(yīng)（圖 5a）。采樣周期與時(shí)間 T 相同s.sinc函數(shù)的零位于更新時(shí)鐘速率f的倍數(shù)時(shí)鐘= 1/Ts.當(dāng)使用此脈沖響應(yīng)時(shí)，DAC的頻率響應(yīng)會(huì)產(chǎn)生以下功能：

ANRZ = A0[sin(πfOUTTs)/(πfOUTTs)]

f外為DAC輸出頻率，Ts= 1/f時(shí)鐘是DAC更新時(shí)鐘速率，A0是幅度因子。

在歸零 （RZ） 模式下，DAC 輸出幅度在 50% 的時(shí)間內(nèi)為零（圖 5b）。這會(huì)產(chǎn)生以下頻率響應(yīng)：

ARZ = A0/2[sin(πfOUTTs/2)/(πfOUTTs/2)]

第三個(gè)可編程脈沖響應(yīng)是射頻（RF）模式。如圖5c所示，DAC輸出信號(hào)在時(shí)鐘周期中途的每個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)發(fā)生反相。DAC的頻率響應(yīng)如下所述：

ARF = A0[sin(πfOUTTs/2)/(πfOUTTs/2) × sin(πfOUTTs/2)]

第四種新的操作模式是RFZ模式，代表“射頻歸零模式”。其脈沖響應(yīng)如下：

ARFZ = A0/2[sin(πfOUTTs/4)/(πfOUTTs/4) × sin(πfOUTTs/4)]

圖6給出了MAX5879在四種工作模式下的頻率響應(yīng)。該圖的x軸顯示了歸一化為輸入數(shù)據(jù)采樣率的輸出頻率。從 0 到 0.5 的范圍描繪了第一個(gè)奈奎斯特區(qū)。NRZ 模式在第一奈奎斯特區(qū)提供最大的輸出信號(hào)。相對(duì)而言，RZ模式在第一和第三奈奎斯特區(qū)具有最平坦的頻率響應(yīng)。RF模式的特點(diǎn)是第二和第三奈奎斯特區(qū)的最大輸出功率。此外，第二奈奎斯特區(qū)的頻率響應(yīng)比其他兩種工作模式的上升更平坦。在所有工作模式中，RFZ模式在所有奈奎斯特區(qū)中具有最平坦的脈沖響應(yīng)。

圖6.MAX5879 RF DAC的歸一化頻率響應(yīng)適用于四種可能的工作模式。

MAX5882直接采樣DAC輸出端的更新速率為4.6Gsps。這使得使用直接調(diào)制來生成頻率范圍為47MHz至1003MHz的傳輸信號(hào)成為可能。MAX5882專為有線電視應(yīng)用而開發(fā)，符合數(shù)據(jù)電纜服務(wù)接口規(guī)范（DOCSIS）第3版。?

利用數(shù)字上變頻器 （DUC） 簡化 DAC 控制

到目前為止，要為高速DAC提供高數(shù)據(jù)速率，需要使用具有高額定功率的現(xiàn)場可編程門陣列（FPGA）。數(shù)據(jù)的數(shù)字上轉(zhuǎn)換在FPGA中完成。這種解決方案的缺點(diǎn)包括高耗散損耗和較高的系統(tǒng)成本。此外，升級(jí)系統(tǒng)以獲得更高的調(diào)制方案只能非常困難。如果改變發(fā)射系統(tǒng)的功能分布，以便使用專用芯片實(shí)現(xiàn)數(shù)字上變頻功能，則可以使用額定功率較低的FPGA。這反過來又降低了系統(tǒng)成本和耗散損耗。副作用是，這簡化了RF DAC和FPGA之間的接口，因?yàn)镈UC非常適合RF DAC。

MAX5880 QAM調(diào)制器和DUC專為電纜系統(tǒng)應(yīng)用而開發(fā)。此外，它還具有傳輸信號(hào)的數(shù)字預(yù)失真功能。其接口經(jīng)過優(yōu)化，可滿足MAX5879和MAX5882高速DAC的要求。

此后，Maxim將MAX5880和MAX5882的功能集成到單個(gè)封裝中，現(xiàn)在提供MAX5862/MAX5860高密度QAM調(diào)制器（集成DUC和RF DAC），分別支持最大32/128個(gè)QAM通道。

使用多個(gè)DAC的應(yīng)用中的時(shí)鐘同步

現(xiàn)代通信系統(tǒng)經(jīng)常組合多個(gè)傳輸路徑。這就對(duì)同步各個(gè)RF DAC的時(shí)鐘提出了特殊要求。使用具有多路復(fù)用輸入（MUXDAC）的DAC時(shí)，還必須考慮這些特殊要求。

同步多個(gè)DAC需要考慮以下問題：

必須檢測上升時(shí)鐘邊沿的相對(duì)相位角。

各個(gè)DAC之間的相對(duì)相位角必須改變，直到DAC以正確的相位關(guān)系相互同步。

MAX19692 RF DAC具有1路多路復(fù)用輸入。在這里，四個(gè)輸入信號(hào)組合成一個(gè)輸出信號(hào)。因此，輸入數(shù)據(jù)速率是DAC更新數(shù)據(jù)速率的4/2。因此，3.575Gsps的更新數(shù)據(jù)速率導(dǎo)致最大輸入數(shù)據(jù)速率為<>Msps。DAC接收數(shù)據(jù)，可選擇可編程，具有數(shù)據(jù)時(shí)鐘的上升沿或上升沿和下降沿。借助數(shù)字分頻器，DAC從施加的輸入時(shí)鐘產(chǎn)生時(shí)鐘信號(hào)。當(dāng)DAC導(dǎo)通時(shí)，當(dāng)數(shù)字時(shí)鐘分頻器啟動(dòng)時(shí)，N分頻器可以處于任何狀態(tài)。當(dāng)這些DAC中的幾個(gè)組合在單個(gè)發(fā)射路徑上時(shí)，每個(gè)DAC都可以以不同的分頻器狀態(tài)啟動(dòng)N分頻器。由于各個(gè)DAC接受具有不同數(shù)據(jù)邊沿的輸入數(shù)據(jù)，因此每個(gè)DAC的輸出數(shù)據(jù)與其他DAC的輸出數(shù)據(jù)偏移一個(gè)或多個(gè)時(shí)鐘周期。重置時(shí)鐘分頻器只是解決此問題的部分方法;還需要檢測操作過程中出現(xiàn)的任何錯(cuò)誤分頻器狀態(tài)。這是通過測量和校正各種相關(guān)系來實(shí)現(xiàn)的。

在最簡單的情況下，各個(gè)數(shù)據(jù)時(shí)鐘輸出之間的相位誤差可以使用XOR門來實(shí)現(xiàn)。最復(fù)雜的解決方案是采用鑒頻鑒相器，例如使用鎖相環(huán)（PLL）時(shí)已知的鑒頻檢波器。

在這種情況下，每個(gè)DAC使用單獨(dú)的PLL。使用PLL比較數(shù)據(jù)輸出的相位角和參考頻率。來自各種DAC的PLL具有公共參考頻率。這個(gè)過程可以實(shí)現(xiàn)鎖相或相位同步星座。然而，這種配置有兩個(gè)缺點(diǎn)：額外的模塊導(dǎo)致更高的成本，而PLL產(chǎn)生的相位噪聲會(huì)限制系統(tǒng)性能。

MAX2870/MAX2871頻率合成器保持優(yōu)異的相位噪聲性能，工作頻率范圍為23.5MHz至6000MHz。這是通過覆蓋3000MHz至6000MHz頻率范圍的集成壓控振蕩器（VCO）和內(nèi)部分頻器（分頻因子為1至128）實(shí)現(xiàn)的，該分頻器將輸出分頻到所需頻率。為了實(shí)現(xiàn)如此廣泛的范圍，該模塊中集成了多個(gè)VCO，開發(fā)人員可以自動(dòng)或手動(dòng)選擇它們。該器件可工作在整數(shù)N分頻模式和小數(shù)N分頻模式 由于這些特性，MAX2870/MAX2871可用作RF DAC的合成器。

結(jié)論

RF DAC使得使用單個(gè)DAC產(chǎn)生50MHz至1GHz的寬帶傳輸信號(hào)成為可能。由于這一成就，具有直接調(diào)制方案的新型發(fā)射器設(shè)計(jì)成為可能。過去，這種方法僅用于生成有線電視系統(tǒng)中正交幅度調(diào)制（QAM）多載波信號(hào)的傳輸，或雷達(dá)設(shè)備和軍事通信系統(tǒng)采用的微波系統(tǒng)的中頻信號(hào)。新一代DAC也可用于其他通信系統(tǒng)。當(dāng)信號(hào)以數(shù)字方式生成時(shí)，由模擬干擾引起的元件公差、溫度漂移、轉(zhuǎn)換損耗和失真只起很小的作用。此外，對(duì)于數(shù)字生成的QAM信號(hào)，還可以基本消除本振（LO饋通）的正交誤差和串?dāng)_。必須特別注意考慮數(shù)字系統(tǒng)可能產(chǎn)生的雜散發(fā)射和噪聲產(chǎn)物。其他優(yōu)勢包括更小的元件尺寸和更低的功耗，從而實(shí)現(xiàn)更高的集成密度。

審核編輯：郭婷