也許與此主題相關(guān)的最根本的問題是問為什么使用并行模塊？將2個(gè)200A模塊并聯(lián)成一個(gè)400A模塊有什么好處，為什么不簡(jiǎn)單地使用400A零件呢？在商業(yè)方面，在1200V級(jí)中，IGBT模塊提供多種額定電流，并且封裝的最大電流為3600A。

對(duì)于SiC MOSFET，更高電流（》 400A）時(shí)的選擇受到更多限制，特別是在需要行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)封裝或多個(gè)電源的情況下。而且，與機(jī)械較大的較低產(chǎn)量的包裝相比，通?？梢砸暂^低的成本生產(chǎn)大批量制造的物理較小的包裝。

但是，并聯(lián)模塊的主要原因是技術(shù)原因，這些原因?qū)τ赟iC MOSFET而言比對(duì)IGBT更為重要，原因如下：

多個(gè)封裝可以散布在散熱器上并改善冷卻效果。這樣可以從更昂貴的SiC MOSFET模塊提供更多電流。

較大的物理封裝由于機(jī)械間距以及用于承載較高電流的螺釘端子連接的使用，在電源回路和柵極驅(qū)動(dòng)器電路中均具有較高的電感。

使用大量芯片會(huì)使所有芯片的內(nèi)部對(duì)稱布局和柵極電感均衡變得非常關(guān)鍵，并且很難使用具有有限端子選項(xiàng)的封裝進(jìn)行優(yōu)化。

前兩個(gè)點(diǎn)可實(shí)現(xiàn)更快的開關(guān)速度，因此使用這些較小的封裝可實(shí)現(xiàn)更低的開關(guān)損耗和更低的關(guān)斷期間電壓過沖。

IGBT和SiC MOSFET之間的并聯(lián)差異

經(jīng)過仔細(xì)檢查，盡管并聯(lián)SiC MOSFET的開關(guān)速度很快，但與IGBT相比它們?nèi)跃哂幸恍﹥?yōu)勢(shì)。

與Si IGBT VCE sat特性相比，SiC MOSFET通常具有更高的Rdson正溫度系數(shù)。這在靜態(tài)電流共享期間充當(dāng)負(fù)反饋。如果一臺(tái)設(shè)備消耗的電流更大，則增加芯片的Rdson值，從而減小電流。這種負(fù)反饋減少了熱不平衡的程度。

Si IGBT的開關(guān)損耗隨溫度升高而大大增加，這對(duì)溫度不平衡具有正反饋?zhàn)饔?。較熱的芯片具有較高的損耗，因此變得更熱。SiC MOSFET的開關(guān)損耗隨溫度的增加非常小，大大降低了這種影響。

SiC MOSFET的跨導(dǎo)曲線更柔和，這意味著當(dāng)在柵極閾值區(qū)域工作時(shí)，柵極電壓的細(xì)微變化對(duì)漏極電流的影響要小于等效的Si IGBT。這有助于動(dòng)態(tài)電流共享。

對(duì)英飛凌溝槽柵極器件的統(tǒng)計(jì)分析表明，就參數(shù)分布而言，具有較高RDS的模塊具有較低的開關(guān)損耗，這有助于使損耗在部件之間匹配。

并行測(cè)試平臺(tái)的經(jīng)驗(yàn)我們將考慮此設(shè)計(jì)平臺(tái)的多個(gè)方面。

• 模塊內(nèi)部布局
• 電源PCB布局
• 柵極驅(qū)動(dòng)器電路設(shè)計(jì)
• 柵極驅(qū)動(dòng)器PCB布局
• 儀器儀表
• 靜態(tài)均流性能
• 動(dòng)態(tài)均流性能
• 內(nèi)部布局

并聯(lián)必須首先考慮模塊內(nèi)部電源和柵極布局。內(nèi)部芯片布局和模塊引腳布局可設(shè)計(jì)為為多個(gè)并行芯片提供相等且對(duì)稱的電源和柵極驅(qū)動(dòng)器布局。這是在保持低電感布局的開關(guān)環(huán)路電感的同時(shí)實(shí)現(xiàn)的。通常，基于PCB的模塊樣式的管腳網(wǎng)格陣列允許靈活地優(yōu)化布局。

圖1：具有公共輔助電源連接的電流路徑

電源PCB布局

對(duì)于電源布局，該模塊分為兩個(gè)對(duì)稱的兩半。為了與這種對(duì)稱性相匹配，將電源布局制成像蝴蝶翅膀一樣沿著中心線向下鏡像的鏡像。這是保持模塊內(nèi)部芯片之間相等的電流共享所必需的。四個(gè)模塊中的每個(gè)模塊均使用了精確的布局傳真，以使模塊之間的電流共享相等。保持外部開關(guān)環(huán)路電感低也很重要，這可以通過將DC +和DC-總線連接與多個(gè)PCB銅層重疊并使用本地去耦電容器來實(shí)現(xiàn)。

柵極驅(qū)動(dòng)器電路設(shè)計(jì)

當(dāng)對(duì)具有多個(gè)柵極連接的所有4個(gè)模塊使用公共柵極驅(qū)動(dòng)器電路時(shí)，重要的是減少在輔助源極連接中流動(dòng)的任何電流。圖1以兩個(gè)模塊的簡(jiǎn)化示例顯示了輔助電源連接如何向主電流路徑提供自然的并聯(lián)傳導(dǎo)路徑。我們稱其為“青少年電子”的某些電子，因?yàn)樗鼈兿矚g采取不同于其他所有人的路徑，因此可以在此輔助源平行路徑中流動(dòng)。該電流可能足夠大，以引起柵極振蕩，甚至使模塊內(nèi)部輔助鍵合線熔斷。

圖2所示的電路用于減少這些有害的循環(huán)電流。它是共模扼流圈的組合，對(duì)流入和流出電流相等的正常柵極電流顯示低阻抗，而對(duì)僅在源極連接中流動(dòng)的不想要的源電流顯示高阻抗。除此之外，每對(duì)設(shè)備柵極連接均使用單獨(dú)的局部升壓級(jí)。這允許在源極連接中產(chǎn)生電阻，但是使用本地電容器時(shí)，在該路徑中流動(dòng)的任何電流都不會(huì)影響柵極波形。如果僅使用簡(jiǎn)單的源極電阻，則情況并非如此，因?yàn)榱魅朐撛礃O電阻的任何電流都會(huì)影響柵極源極電壓，從而降低直接控制的電平并增加?xùn)艠O振蕩的可能性。

圖2：柵極驅(qū)動(dòng)器電路

柵極驅(qū)動(dòng)器PCB布局

6mΩ模塊具有雙柵極源極引腳以及雙電源漏極和源極連接點(diǎn)，以降低電感并改善模塊內(nèi)部SiC MOSFET芯片之間的電流共享。柵極布局的第一個(gè)挑戰(zhàn)是使兩對(duì)柵極源極連接都具有對(duì)稱的布局。

之后，關(guān)鍵是同時(shí)打開和關(guān)閉所有四個(gè)模塊的門?！皹洹苯Y(jié)構(gòu)通過具有相似長(zhǎng)度的低電感走線柵極/源極對(duì)實(shí)現(xiàn)了這一目標(biāo)。同樣對(duì)于每對(duì)柵極源極連接的局部升壓級(jí)，布局也是對(duì)稱的。測(cè)量顯示，更糟的情況是，在切換期間門之間的時(shí)序偏斜小于5nS。

儀器儀表

圖3顯示了用于雙脈沖測(cè)試（DPT）的示意圖。使用拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)作為H橋來測(cè)量電流共享很重要，這樣電流和磁場(chǎng)才能匹配最終應(yīng)用。此外，還要求具有為被測(cè)互補(bǔ)器件產(chǎn)生同步整流器開關(guān)脈沖的能力，且其死區(qū)時(shí)間滿足系統(tǒng)死區(qū)時(shí)間要求。

圖3：雙脈沖測(cè)試（DPT）原理圖

為了測(cè)量漏極和源極電流，直流總線PCB走線的兩側(cè)都帶有孔，以允許使用Rogowski線圈。這些功能允許測(cè)量DCbus中的電流（即下部開關(guān)的源電流）和DC +總線電流（即上部設(shè)備的漏極電流）。還留出了余地，以便能夠測(cè)量?jī)山M模塊輸出引腳之間的輸出電流平衡

圖4：4個(gè)并聯(lián)模塊的DPT電流波形（50 μs /格和50 A /格）綠色Vgs 5 V /格。藍(lán)色Vds 100V /分區(qū)

圖5：4個(gè)并聯(lián)模塊的DPT電流波形（50 μs /格和50 A /格）

靜態(tài)電流共享

圖4顯示了在DPT期間四個(gè)下部器件中的源電流。在空載時(shí)間之后，在第一個(gè)脈沖之后使用同步整流打開上側(cè)SiC MOSFET。但不是在第二個(gè)脈沖之后，第二個(gè)脈沖允許電流通過上體二極管空轉(zhuǎn)。四個(gè)匹配模塊的電流共享為+/- 3％。請(qǐng)注意，當(dāng)MOSFET未選通且僅體二極管導(dǎo)通電流時(shí)，在第二個(gè)脈沖之后，電流共享變得更糟。

圖6：4個(gè)并聯(lián)模塊的DPT關(guān)斷波形（200 ns /格和50 A /格）綠色Vgs 5 V /格。藍(lán)色Vds 100V /分區(qū)

圖7：4個(gè)并聯(lián)模塊的DPT開啟波形（200 ns /格和50 A /格）綠色Vgs 5 V /格。藍(lán)色Vds 100V /分區(qū)

最初的測(cè)試是使用RDS偏差小于2％的模塊進(jìn)行的。還對(duì)RDS為7％的模塊進(jìn)行了測(cè)試，而共享僅在+/- 4％時(shí)稍差。在高溫下進(jìn)行的其他測(cè)試以及切換上部設(shè)備均顯示出同樣出色的性能。圖5是圖4中電流波形的放大圖。

實(shí)驗(yàn)室中的當(dāng)前共享與大批量生產(chǎn)

因此，在實(shí)驗(yàn)室中以很小的樣本就顯示出了出色的均流性能。但是，如果必須將此設(shè)計(jì)轉(zhuǎn)換為大批量的商業(yè)產(chǎn)品，則必須計(jì)算出隨機(jī)選擇的模塊及其電參數(shù)的正態(tài)分布的電流共享。用于此的方法稱為蒙特卡洛分析，以蒙特卡洛著名的賭場(chǎng)命名。從RDS的統(tǒng)計(jì)生產(chǎn)分布和開關(guān)損耗值中選擇一組四個(gè)模塊（每個(gè)模塊一個(gè)）。使用每個(gè)模塊的這些參數(shù)，可以計(jì)算每個(gè)模塊中的電流并估算結(jié)溫。由于RDS的導(dǎo)通和開關(guān)損耗取決于溫度，因此使用迭代來計(jì)算每個(gè)模塊的最終電流和結(jié)溫?？梢灾貜?fù)這個(gè)過程，例如說50，000組隨機(jī)選擇的模塊并計(jì)算Tj的歸一化分布。在這種情況下，結(jié)果是在+/- 7 +/- +/- 3 sigma的變化。計(jì)算中的另一個(gè)難題是RDS導(dǎo)通與開關(guān)損耗Etot之間存在互相關(guān)性，其中RDS導(dǎo)通較低的零件趨向于更高的Etot值。
編輯：hfy