碳化硅 (SiC) MOSFET 橋式電路同步整流控制機(jī)制與互補(bǔ)發(fā)波策略研究報(bào)告

BASiC Semiconductor基本半導(dǎo)體一級(jí)代理商傾佳電子（Changer Tech）是一家專注于功率半導(dǎo)體和新能源汽車連接器的分銷商。主要服務(wù)于中國(guó)工業(yè)電源、電力電子設(shè)備和新能源汽車產(chǎn)業(yè)鏈。傾佳電子聚焦于新能源、交通電動(dòng)化和數(shù)字化轉(zhuǎn)型三大方向，代理并力推BASiC基本半導(dǎo)體SiC碳化硅MOSFET單管，SiC碳化硅MOSFET功率模塊，SiC模塊驅(qū)動(dòng)板等功率半導(dǎo)體器件以及新能源汽車連接器。?

傾佳電子楊茜致力于推動(dòng)國(guó)產(chǎn)SiC碳化硅模塊在電力電子應(yīng)用中全面取代進(jìn)口IGBT模塊，助力電力電子行業(yè)自主可控和產(chǎn)業(yè)升級(jí)！

傾佳電子楊茜咬住SiC碳化硅MOSFET功率器件三個(gè)必然，勇立功率半導(dǎo)體器件變革潮頭：

傾佳電子楊茜咬住SiC碳化硅MOSFET模塊全面取代IGBT模塊和IPM模塊的必然趨勢(shì)！

傾佳電子楊茜咬住SiC碳化硅MOSFET單管全面取代IGBT單管和大于650V的高壓硅MOSFET的必然趨勢(shì)！

傾佳電子楊茜咬住650V SiC碳化硅MOSFET單管全面取代SJ超結(jié)MOSFET和高壓GaN 器件的必然趨勢(shì)！

1. 引言

隨著電力電子技術(shù)向高頻、高效、高功率密度方向的演進(jìn)，寬禁帶（WBG）半導(dǎo)體材料，特別是碳化硅（Silicon Carbide, SiC），已成為下一代功率轉(zhuǎn)換系統(tǒng)的核心器件。在固態(tài)變壓器SST、儲(chǔ)能變流器PCS、Hybrid inverter混合逆變器、戶儲(chǔ)、工商業(yè)儲(chǔ)能PCS、構(gòu)網(wǎng)型儲(chǔ)能PCS、集中式大儲(chǔ)PCS、商用車電驅(qū)動(dòng)、礦卡電驅(qū)動(dòng)、風(fēng)電變流器、數(shù)據(jù)中心HVDC、AIDC儲(chǔ)能、服務(wù)器電源、重卡電驅(qū)動(dòng)、大巴電驅(qū)動(dòng)、中央空調(diào)變頻器、光伏逆變器以及雙向DC-DC轉(zhuǎn)換器等應(yīng)用中，橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（Bridge Topologies）占據(jù)了主導(dǎo)地位。

在橋式電路的運(yùn)行中，當(dāng)主開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，負(fù)載中的感性電流必須通過續(xù)流路徑保持連續(xù)。在傳統(tǒng)的硅基（Si）IGBT系統(tǒng)中，這一續(xù)流過程主要依賴于反并聯(lián)的快恢復(fù)二極管（FRD）。然而，對(duì)于SiC MOSFET而言，盡管其內(nèi)部寄生有體二極管（Body Diode），但由于SiC材料的寬帶隙特性，該體二極管的導(dǎo)通壓降（VSD?）顯著高于硅基二極管。如果僅依賴體二極管進(jìn)行續(xù)流，將產(chǎn)生巨大的導(dǎo)通損耗，嚴(yán)重制約系統(tǒng)效率并增加散熱負(fù)擔(dān)。

為了解決這一問題，利用SiC MOSFET溝道反向?qū)ㄌ匦缘?*同步整流（Synchronous Rectification, SR）**技術(shù)成為了標(biāo)準(zhǔn)設(shè)計(jì)規(guī)范。傾佳電子楊茜探討SiC MOSFET橋式電路在續(xù)流階段如何打開溝道以實(shí)現(xiàn)同步整流，并詳細(xì)論證“上下管互補(bǔ)發(fā)波”（Complementary PWM）這一控制策略的核心地位、物理機(jī)制、硬件實(shí)現(xiàn)及優(yōu)化挑戰(zhàn)。

傾佳電子楊茜結(jié)合基本半導(dǎo)體（BASIC Semiconductor）的SiC MOSFET模塊特性與基本半導(dǎo)體子公司青銅劍技術(shù)（Bronze Technologies）的驅(qū)動(dòng)解決方案，提供一份詳盡的工程技術(shù)分析。

2. 碳化硅 MOSFET 第三象限運(yùn)行物理機(jī)制

要理解如何“打開溝道”，首先必須從半導(dǎo)體物理層面解析SiC MOSFET在第三象限（即源極電位高于漏極電位，電流從源極流向漏極）的運(yùn)行特性。與IGBT不同，MOSFET溝道具有雙向?qū)芰Α?/p>

2.1 SiC 體二極管的固有特性與損耗挑戰(zhàn)

SiC MOSFET結(jié)構(gòu)中天然存在一個(gè)由P型體區(qū)（P-body）和N型漂移區(qū)（N-drift）構(gòu)成的PN結(jié)，即體二極管。當(dāng)MOSFET處于關(guān)斷狀態(tài)（VGS?

然而，SiC材料的禁帶寬度（Eg?）約為3.26 eV，是硅（1.12 eV）的近三倍。PN結(jié)的內(nèi)建電勢(shì)（Built-in Potential, Vbi?）與材料的禁帶寬度呈正相關(guān)。因此，SiC體二極管的開啟電壓（Knee Voltage）通常高達(dá)3.0V至4.0V，遠(yuǎn)高于硅基二極管的0.7V 。

以基本半導(dǎo)體發(fā)布的BMF540R12MZA3（1200V 540A SiC MOSFET模塊）為例，其初步數(shù)據(jù)手冊(cè)顯示，在VGS?=?5V（完全關(guān)斷）條件下，體二極管的源漏正向壓降（VSD?）典型值在25°C時(shí)約為4.9V，在175°C時(shí)約為4.34V 。

損耗計(jì)算對(duì)比：

假設(shè)續(xù)流電流為300A：

體二極管續(xù)流損耗： Pdiode?≈300A×4.9V=1470W。

熱管理困境： 如此巨大的瞬態(tài)功率損耗不僅會(huì)急劇升高結(jié)溫（Tj?），甚至可能導(dǎo)致器件熱失控。因此，在SiC應(yīng)用中，僅僅依賴體二極管續(xù)流是不可接受的工程設(shè)計(jì)。

2.2 溝道反向?qū)ㄔ?/p>

MOSFET的溝道是基于多數(shù)載流子（電子）的傳導(dǎo)機(jī)制。當(dāng)在柵極施加高于閾值電壓（VGS(th)?）的正向電壓時(shí)，柵氧化層下方會(huì)形成反型層（Inversion Layer），連通源極和漏極。物理上，這個(gè)導(dǎo)電通道對(duì)電流方向沒有選擇性。

在第三象限運(yùn)行中（ID?<0），如果柵極施加了開啟電壓（例如VGS?=+18V），溝道即被“打開”。此時(shí)，電流存在兩條并聯(lián)路徑：高壓降的體二極管路徑和低電阻的溝道路徑。由于溝道的導(dǎo)通電阻（RDS(on)?）極低（BMF540R12MZA3的典型值為2.2 mΩ ），根據(jù)分流原理，絕大多數(shù)電流將流經(jīng)溝道。

同步整流損耗計(jì)算：

同樣在300A電流下，采用同步整流：

溝道壓降： VSD(SR)?=300A×2.2mΩ=0.66V。

溝道損耗： Pchannel?≈300A×0.66V=198W。

效率提升： 相比體二極管續(xù)流，損耗降低了約86.5% 。

結(jié)論： “打開溝道”的物理本質(zhì)是利用柵極電壓控制器件進(jìn)入反向?qū)顟B(tài)，利用電阻性壓降替代PN結(jié)壓降。這一過程必須通過主動(dòng)的控制策略來實(shí)現(xiàn)，即同步整流。

3. 橋式電路中的互補(bǔ)發(fā)波控制策略

互補(bǔ)PWM（Complementary PWM） 是實(shí)現(xiàn)橋式電路同步整流的標(biāo)準(zhǔn)控制邏輯。本節(jié)將詳細(xì)拆解這一控制策略的邏輯生成與時(shí)序配合。

3.1 互補(bǔ)PWM的定義與邏輯

在半橋（Half-Bridge）拓?fù)渲?，包含上管（High-Side, QH?）和下管（Low-Side, QL?）。互補(bǔ)PWM指的是控制器的發(fā)波邏輯確保在任意時(shí)刻（忽略死區(qū)），上管和下管的狀態(tài)是邏輯互斥的。

邏輯關(guān)系：

若 SignalHigh?=1（上管開），則 SignalLow?=0（下管關(guān)）。

若 SignalHigh?=0（上管關(guān)），則 SignalLow?=1（下管開）。

這種控制方式與傳統(tǒng)的“二極管續(xù)流模式”形成鮮明對(duì)比。在傳統(tǒng)模式中，當(dāng)主開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，互補(bǔ)管的柵極通常保持低電平，僅依靠二極管被動(dòng)續(xù)流。而在SiC同步整流中，互補(bǔ)管必須被主動(dòng)驅(qū)動(dòng)為高電平。

3.2 續(xù)流階段的時(shí)序解析

為了清晰展示如何“打開溝道”，我們以一個(gè)電感性負(fù)載的降壓（Buck）操作為例，分析一個(gè)完整的開關(guān)周期。假設(shè)電流方向流出橋臂中點(diǎn)（即正向電流）。

階段一：主動(dòng)驅(qū)動(dòng)階段（Active State）

狀態(tài)： QH? 導(dǎo)通，QL? 關(guān)斷。

電流路徑： DC+ → QH? 溝道 → 負(fù)載。

柵極電壓： VGS(H)?=+18V, VGS(L)?=?5V。

階段二：死區(qū)時(shí)間 1（Dead Time 1）—— 續(xù)流建立

動(dòng)作： 控制器命令 QH? 關(guān)斷。

邏輯： 為了防止直通（Shoot-through），QL? 不能立即導(dǎo)通。此時(shí)上下管柵極均為低電平。

物理過程： QH? 溝道阻斷。由于負(fù)載電感的續(xù)流特性，橋臂中點(diǎn)電壓（Vsw?）迅速下降，直到被DC-鉗位。此時(shí)，QL? 的體二極管被迫正向?qū)ā?/p>

關(guān)鍵點(diǎn)： 此階段電流流經(jīng)體二極管，產(chǎn)生高損耗（VSD?≈4.9V）。這一階段必須盡可能短。

階段三：同步整流階段（Synchronous Rectification）—— 溝道打開

動(dòng)作： 死區(qū)時(shí)間結(jié)束，QL? 的互補(bǔ)PWM信號(hào)生效。

柵極電壓： VGS(H)?=?5V, VGS(L)?→+18V。

物理過程： QL? 的柵極電壓上升超過閾值，反型層形成。由于溝道電阻壓降（如0.66V）遠(yuǎn)低于二極管壓降（4.9V），電流從體二極管轉(zhuǎn)移（Commutate） 至溝道內(nèi)部。

用戶問題的答案： 正是在這一時(shí)刻，通過互補(bǔ)的PWM信號(hào)，驅(qū)動(dòng)電路主動(dòng)將處于續(xù)流狀態(tài)的下管柵極拉高，打開了溝道，形成了同步整流。

階段四：死區(qū)時(shí)間 2（Dead Time 2）—— 續(xù)流結(jié)束

動(dòng)作： PWM周期結(jié)束，準(zhǔn)備再次導(dǎo)通 QH?。首先必須關(guān)斷 QL?。

物理過程： QL? 柵極拉低，溝道關(guān)閉。電流被迫重新流回 QL? 的體二極管。

關(guān)鍵點(diǎn)： 此時(shí)體二極管再次導(dǎo)通，伴隨著反向恢復(fù)電荷的積累。

階段五：主動(dòng)驅(qū)動(dòng)恢復(fù)

動(dòng)作： 死區(qū)結(jié)束，QH? 導(dǎo)通。

物理過程： QH? 開通，強(qiáng)迫 QL? 的體二極管截止并進(jìn)行反向恢復(fù)（Reverse Recovery）。

3.3 互補(bǔ)發(fā)波的硬件實(shí)現(xiàn)方式

根據(jù)基本半導(dǎo)體子公司青銅劍技術(shù)（Bronze Technologies）的產(chǎn)品手冊(cè)，現(xiàn)代柵極驅(qū)動(dòng)器提供了硬件層面的互補(bǔ)控制支持：

半橋模式（Half-Bridge Mode）：

驅(qū)動(dòng)器芯片（如2QD系列驅(qū)動(dòng)核）接收單路PWM輸入信號(hào)。

內(nèi)部邏輯電路自動(dòng)生成兩路互補(bǔ)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)（HO和LO）。

死區(qū)生成（Dead Time Generation）： 驅(qū)動(dòng)器硬件直接插入死區(qū)時(shí)間，確保互補(bǔ)信號(hào)不會(huì)重疊。這從硬件上保證了同步整流邏輯的安全性 。

直接模式（Direct Mode）：

驅(qū)動(dòng)器接收兩路獨(dú)立的PWM輸入（H_IN, L_IN）。

互補(bǔ)邏輯和死區(qū)時(shí)間完全由控制器（MCU/DSP）的PWM模塊生成。這種方式靈活性更高，允許實(shí)施如“自適應(yīng)死區(qū)”等高級(jí)策略。

4. 死區(qū)時(shí)間管理：同步整流的關(guān)鍵

在SiC MOSFET應(yīng)用中，雖然互補(bǔ)發(fā)波是基礎(chǔ)，但死區(qū)時(shí)間（Dead Time, tdead?） 的設(shè)置直接決定了同步整流的成敗與效率。

4.1 “SiC死區(qū)懲罰”效應(yīng)

在硅IGBT時(shí)代，死區(qū)時(shí)間通常設(shè)置在1μs至2μs，甚至更長(zhǎng)。由于硅FRD的壓降較低（~1.2V），死區(qū)帶來的額外損耗占比有限。

然而，對(duì)于SiC MOSFET：

高壓降懲罰： 體二極管壓降極高（~4-5V）。

高頻懲罰： SiC開關(guān)頻率通常很高（幾十kHz至幾百kHz）。

損耗公式： Pdead?=2×fsw?×tdead?×VSD?×Iload?。

如果沿用IGBT的死區(qū)設(shè)置（如1μs），在50kHz頻率下，死區(qū)占空比可能高達(dá)10%，且這期間的損耗是正常導(dǎo)通損耗的20倍以上。這將導(dǎo)致嚴(yán)重的效率下降和發(fā)熱問題 。

4.2 死區(qū)時(shí)間的優(yōu)化策略

為了最大化同步整流的效果，必須極度壓縮體二極管的導(dǎo)通時(shí)間。

極短死區(qū)： SiC驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)通常追求100ns至300ns的死區(qū)時(shí)間。這要求驅(qū)動(dòng)器具有極高的傳輸精度和極低的脈寬失真（Pulse Width Distortion）?；景雽?dǎo)體的BMF540R12MZA3模塊采用低感封裝（Low Inductance Design），正是為了支持這種極速開關(guān)而不產(chǎn)生過大的電壓過沖 。

自適應(yīng)死區(qū)（Adaptive Dead Time）： 既然固定死區(qū)難以兼顧所有工況，先進(jìn)的控制方案會(huì)通過檢測(cè)器件的VDS?電壓來動(dòng)態(tài)調(diào)整死區(qū)。

原理： 當(dāng)檢測(cè)到VDS?電壓過零（或變?yōu)樨?fù)值的二極管壓降）時(shí)，立即觸發(fā)柵極開通。這意味著溝道是在體二極管導(dǎo)通后的納秒級(jí)時(shí)間內(nèi)被打開的，幾乎消除了二極管導(dǎo)通階段 。

5. 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)要求與挑戰(zhàn)

要實(shí)現(xiàn)基于互補(bǔ)發(fā)波的SiC同步整流，柵極驅(qū)動(dòng)電路（Gate Driver）必須具備特定的性能特征。青銅劍技術(shù)的驅(qū)動(dòng)方案為此提供了典型的工程參考。

5.1 負(fù)壓關(guān)斷的必要性

在同步整流的互補(bǔ)開關(guān)過程中，會(huì)遇到嚴(yán)重的**米勒效應(yīng)（Miller Effect）**挑戰(zhàn)。

場(chǎng)景： 當(dāng)下管處于同步整流導(dǎo)通狀態(tài)，隨后關(guān)斷（進(jìn)入死區(qū)2），緊接著上管快速開通。

風(fēng)險(xiǎn)： 上管開通瞬間，橋臂中點(diǎn)電壓以極高的dv/dt（SiC可達(dá)50-100V/ns）上升。該電壓通過下管的米勒電容（Cgd?）向柵極注入電流，可能導(dǎo)致下管柵極電壓誤抬升至閾值（VGS(th)?）以上，引發(fā)“直通”短路。

解決方案： 必須采用負(fù)壓關(guān)斷（如-4V或-5V）?；景雽?dǎo)體推薦的關(guān)斷電壓為**-5V** 。負(fù)壓為柵極提供了更大的噪聲容限，防止誤導(dǎo)通。

5.2 有源米勒鉗位（Active Miller Clamp, AMC）

僅靠負(fù)壓電阻關(guān)斷在SiC的高dv/dt下往往不夠。青銅劍技術(shù)的驅(qū)動(dòng)器（如2QP系列）集成了有源米勒鉗位功能 。

機(jī)制： 在關(guān)斷階段，當(dāng)檢測(cè)到柵極電壓低于某一閾值（如2V）時(shí)，驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部的一個(gè)低阻抗MOSFET會(huì)直接將柵極短接到負(fù)電源軌（VEE?）。

作用： 這提供了一個(gè)極低阻抗的旁路，將米勒電流直接泄放，確保在互補(bǔ)管動(dòng)作時(shí)，被關(guān)斷管的柵極電壓被死死“鉗”在負(fù)電位，保障同步整流切換過程的安全性 。

5.3 驅(qū)動(dòng)電壓的匹配

同步整流的效果取決于溝道電阻RDS(on)?的大小，而RDS(on)?與柵極電壓VGS?密切相關(guān)。

特性： SiC MOSFET的跨導(dǎo)特性使得其RDS(on)?在VGS?較低時(shí)（如10V）仍然較高。為了獲得數(shù)據(jù)手冊(cè)標(biāo)稱的低導(dǎo)通電阻（如2.2mΩ），必須施加推薦的驅(qū)動(dòng)電壓。

標(biāo)準(zhǔn)： 基本半導(dǎo)體模塊推薦的導(dǎo)通電壓為**+18V** 。驅(qū)動(dòng)電源必須精確提供這一電壓，過低會(huì)導(dǎo)致同步整流效率大打折扣，過高則威脅柵氧層可靠性。

6. 案例分析：基本半導(dǎo)體與子公司青銅劍技術(shù)的方案結(jié)合

為了更具體地說明這一過程，我們結(jié)合具體的商業(yè)產(chǎn)品進(jìn)行系統(tǒng)級(jí)分析。

組件：

功率模塊： 基本半導(dǎo)體 Pcore?2 ED3 系列 BMF540R12MZA3 (1200V, 540A, 半橋)。

驅(qū)動(dòng)器： 青銅劍技術(shù) 2QP0225Txx 即插即用驅(qū)動(dòng)器。

工作流程還原：

配置： 2QP0225Txx 驅(qū)動(dòng)器配置為“半橋模式”?？刂破鬏敵鲆宦奉l率為50kHz的PWM信號(hào)（占空比50%）。

死區(qū)生成： 驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部ASIC根據(jù)預(yù)設(shè)電阻生成200ns的死區(qū)時(shí)間。

互補(bǔ)發(fā)波：

t0?: 輸入PWM變低。驅(qū)動(dòng)器立即拉低上管柵極至-4V（啟動(dòng)AMC功能）。

t0?→t0?+200ns: 死區(qū)時(shí)間。電感電流流經(jīng)下管BMF540R12MZA3的體二極管。壓降約4.9V。

t0?+200ns: 驅(qū)動(dòng)器自動(dòng)拉高下管柵極至+18V。

同步整流執(zhí)行：

下管VGS?達(dá)到18V。溝道完全反型。

電流從體二極管轉(zhuǎn)移至溝道。

壓降從4.9V驟降至 540A×2.2mΩ≈1.19V。

熱效益： 瞬時(shí)熱功率從2646W降低至642W，降低了75% 。

退出過程：

tend?: 輸入PWM變高。

驅(qū)動(dòng)器先拉低下管柵極至-4V。

電流短暫切回體二極管。

經(jīng)過200ns死區(qū)后，上管開通。

此案例清晰展示了互補(bǔ)發(fā)波和精密驅(qū)動(dòng)控制是實(shí)現(xiàn)SiC高性能同步整流的必要條件。

7. 綜合數(shù)據(jù)對(duì)比分析

下表總結(jié)了在SiC橋式電路中，不同控制策略對(duì)器件性能的影響對(duì)比。

審核編輯 黃宇